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纹波抑制比PSRR这个指标平时选LDO的时候容易被忽略真正做敏感模拟电路、射频供电、音频供电或者ADC前端的时候才发现它比压差、静态电流重要得多。我最早接触PSRR是因为做一个16bit SAR ADC的参考电压供电普通LDO的纹波在1MHz附近漏得厉害导致采样码值总是有一条毛刺后来才意识到不能只看数据手册首页那个“典型PSRR 60dB”就完事。这篇文章我把自己在LDO纹波抑制比这块的选型判断、高频段衰减原理和实测方法完整摊开讲包含一套可以直接复用的测量流程和现场踩过的坑。适合正在做电源树设计、精密模拟前端供电或者想搞明白为什么示波器上看到的输出纹波总是比手册预测值糟糕的硬件工程师。1. 先把PSRR这个指标真正看懂它到底在描述什么1.1 从“输入纹波怎么漏到输出”说起PSRR全称是Power Supply Rejection Ratio描述的是电源输入端出现纹波扰动时输出端能把它压制到什么程度。计算公式很直白PSRR 20 × log10( Vin_ripple / Vout_ripple )单位是dB数值越大代表抑制能力越强。比如输入有100mV纹波输出只剩1mV那PSRR就是40dB如果输出能压到0.1mV就是60dB。很多工程师把PSRR当成一个固定值看数据手册首页写了60dB就以为全频段都是60dB。实际上PSRR是频率的函数一个LDO在1kHz可能做到80dB到了1MHz可能只剩20dB甚至更差。原因是输入纹波从VIN漏到VOUT的路径不止一条一条是误差放大器开环增益主导的调整路径另一条是功率管本身沟道电容和寄生通路形成的直通路径。低频时误差放大器增益很高能把输出电压拉回到设定值所以低频PSRR很好看频率升高环路增益按20dB/dec滚降抑制能力跟着掉到了几百kHz以上寄生电容开始主导纹波几乎可以跳过环路直接通过功率管的栅漏电容、沟道调制效应“漏”到输出端。理解这个要找到一个生活类比LDO就像一个水龙头配了一个自动调节水流大小的监控员。低频时水压波动监控员反应快马上调阀门出水很稳水压波动的频率越来越高监控员眼睛和手跟不上节奏了阀门还没动水已经流过去了。功率管的寄生电容就是监控员“反应速度”的物理极限。1.2 PSRR的三个频段和三道防线我习惯把PSRR频响曲线分成三段看待这样选型和排查问题都方便。第一段是低频段大致在10kHz以下。这段的PSRR主要由三个因素决定误差放大器的低频增益、基准电压源自身的纹波抑制能力以及反馈网络对纹波的采样比例。大多数LDO在低频段都能做到60dB以上好一点的能到80dB甚至90dB。基准源内部如果设计得好本身就能把来自VIN的纹波先削弱一轮再经过主环路放大抑制所以低频段不是瓶颈。第二段是中频段10kHz到100kHz左右。环路增益随着频率升高开始滚降PSRR以大约20dB/dec的速度下降。这段是很多开关电源纹波频谱最集中的区域因为DC-DC的开关频率通常在几百kHz基波和谐波的包络会落在几十kHz到几MHz。所以中频段的PSRR直接决定了你的LDO能把前级DC-DC的开关毛刺压到多低。第三段是高频段100kHz以上尤其是1MHz以上。这段是功率管寄生电容、封装引线电感、PCB走线寄生参数的主场。输入纹波通过Cgd等寄生通路直接耦合到输出环路的反馈作用几乎失效PSRR曲线逐渐平坦甚至出现谐振峰反而恶化的情况。高频段的PSRR数值主要由LDO的晶体管尺寸、工艺、封装、外围电容布局决定这也是不同型号LDO在高频段拉开差距的地方。搞清楚这三个频段之后再反过来看“60dB”这种单手指标就有点不负责了你至少要问自己一句这个60dB是哪来的是在1kHz测的还是1MHz测的工作条件是什么不带频点的PSRR都是耍流氓。1.3 为什么数据手册上的曲线不能直接照搬数据手册上给出的PSRR曲线测试条件通常是固定的输入输出压差、固定的负载电流和固定的输出电容。但实际应用中这些条件几乎不可能和手册完全一致于是实测结果和手册曲线对不上就很正常。关键影响因素有几个。一是负载电流。误差放大器的环路增益会随负载电流变化轻载时电流小功率管工作在弱反型区跨导低环路增益可能下降重载时电流大功率管的寄生电容和沟道效应又不一样。所以100mA负载下测出来的PSRR和1mA负载下测出来的可以差10dB以上。二是输入输出电压差。LDO的功率管在线性区工作VIN和VOUT之间的压差决定了功率管的静态工作点。压差越小功率管越接近饱和区边缘输出阻抗和寄生参数都在变化PSRR也跟着漂。三是输出电容的容值和ESR。很多LDO设计时要求输出端必须有特定容量的电容这个电容和LDO内部误差放大器输出阻抗构成一个极点会改变环路的频率响应。ESR的大小又直接影响高频段的阻抗特性ESR太高会在曲线上形成一个鼓包。四是前级电源的纹波形态。手册上测PSRR用的是正弦波干净利落实际前级DC-DC的纹波是方波或三角波叠加高频振铃频谱很宽如果你的LDO在高频段有个谐振峰开关振铃正好落在那里输出纹波就会比预期大不少。我在项目里对于关键供电轨向来有一个习惯拿到LDO之后先按我的实际工作条件测一遍PSRR再决定能不能用而不是直接信手册。这也是下文要说的测量方法最大的价值所在。2. 选型时除了PSRR数值还要盯住这五张表2.1 关注频点而不是单一低频数字选LDO的时候第一件事是搞清楚你关心的频段在哪里。如果你的负载是音频Codec关心的频段基本在20Hz到20kHz那低频PSRR好就够用了。如果你是在给DC-DC后面做二级稳压前级开关频率如果是1MHz你应该看数据手册上1MHz那个点的PSRR而不是看100Hz那个漂亮数字。举个例子。某款低压差LDO宣传页写“PSRR 75dB”看着很猛。翻到频响曲线细看75dB出现在1kHz到了100kHz已经掉到45dB1MHz只剩25dB。如果用它去滤DC-DC在1.2MHz处的开关纹波能压掉25dB算不错输出纹波可能仍有几十毫伏的残留。这时候就该考虑另一款低频标称只有60dB、但1MHz还能保持50dB以上的型号因为它的内部环路优化过高频寄生通路抑制做得更好。选型时盯频点还要评估纹波频谱的能量分布。DC-DC的纹波不只是开关基波还有开关沿的振铃分量振铃频率通常是开关频率的5到20倍。如果振铃分量落在LDO高频段PSRR低谷区必须把这一点算进噪声预算否则输出精度没法保证。2.2 带宽、噪声、瞬态响应三个隐藏对手PSRR指标很好看的LDO并不等于系统电源质量就好它只是“对输入纹波敏感度”这一个维度。实际选型还要把噪声、带宽、瞬态响应摆在一起看。这里说的噪声是指LDO本身的输出噪声电压谱密度不是输入纹波。有些超高PSRR的LDO内部为了拉高环路增益会在误差放大器里叠加更多晶体管这些晶体管的热噪声和闪烁噪声会直接出现在输出端。你用PSRR把输入纹波压得很低结果LDO自己“长”出一截噪声整体噪声水平反而没降下来。低噪声LDO通常会在输出端引出一个噪声旁路引脚接一个外部电容给基准源做低通滤波比如LT3045系列就是这个思路。带宽影响的是瞬态响应。LDO环路带宽越高负载突变时输出电压的过冲和恢复时间越短。但高带宽和高压摆率意味着更高功耗而且环路补偿的难度也上去了处理不好容易振荡。我见过有人选了PSRR非常高的LDO闭环带宽很窄结果负载跳变时候输出电压掉了100mV比纹波的影响还大。电源设计永远是折中没有单指标拉满的方案。静态电流也要看。高PSRR和低噪声的LDO往往需要更大的偏置电流把误差放大器工作点推高所以在电池供电的便携设备里这种LDO的静态功耗可能吃掉你省下来的每一mW。选型时把三张表摆一起PSRR频响曲线、输出噪声频谱密度、负载瞬态响应图加上静态电流和压差五个维度一起权衡。2.3 封装与外围电路选型对PSRR的“二次塑造”同样的LDO芯片封装不一样高频PSRR也能差出不少。封装引线键合的电感在高频段会和芯片内部电路产生谐振导致PSRR曲线上出现一个吸收峰或反谐振峰。大封装、长引线键合的传统SOT-23在小电流应用里可能无所谓到了100mA以上高频段的不确定因素就变大了。现代LDO越来越多地采用WSON、QFN这类带裸露焊盘、引线极短的封装高频PSRR的一致性明显更好。外围电路的选型也直接改写了PSRR曲线。最典型的就是输出电容手册上通常要求输出端接1uF到10uF的陶瓷电容实际容值和偏置电压有关X5R电容在DC偏压下可能只剩标称值的一半甚至更少。如果输出电容实际容量不足环路主极点频率上移中频段PSRR会提前下降。所以选电容时要用DC偏置下的有效容值去校验而不是只看封装上的丝印。输入端的高频去耦电容同样重要。有些设计只在VIN引脚放一个10uF大电容没有专门放100nF的高频电容结果前级的高频纹波在长走线的电感上压降很大LDO输入端实际看到的纹波比预想的大很多。这其实不是PSRR变差了而是输入端信号本身就脏了。放入一个100nF的0402电容靠近VIN引脚往往能救回不少高频段的实际表现。PCB布局对PSRR的“二次塑造”效果也不能忽略这在后面布板章节展开。选型时把封装可焊性和寄生参数、外围电容的有效值、输入端的去耦方案一起考虑进去才能保证芯片选型阶段的优势不在PCB阶段全丢光。3. 测量LDO纹波抑制比一套可以复现的实战方案3.1 测量原理与两种常用注入方式先把测量原理理清楚。测量PSRR需要做到三件事在LDO输入端叠加一个幅度已知的正弦纹波测量LDO输出端保留下来的同频正弦纹波幅度然后用公式算出差值。关键是要能独立控制直流工作点和交流纹波让两者互不干扰。常见的纹波注入方式有两类。一种是直接叠加法用一个信号发生器经过隔离变压器或线性注入器把交流信号叠加在直流电源上再接到LDO的VIN引脚。另一种是偏置注入法利用注入器的特性在直流电源和LDO输入端之间串联一个注入端口交流信号通过注入端口叠加上去。直接叠加法的优点是电路简单缺点是如果信号发生器的输出阻抗和直流电源的输出阻抗没有隔离好直流电源内部的大电容会把交流信号短路掉导致注入的纹波在LDO输入端根本建立不起来。所以一般要用一个隔离变压器把信号发生器的地和直流电源的地切开或者用专门的线性注入器。工程上更方便的方案是用“线性注入器”这种专用器件常见的是J2120A这类。它本质上是一个高带宽、低损耗的双端口网络串在直流电源和LDO输入端之间交流信号通过一个BNC口注入进去直流电流可以自由通过交流扰动则被叠加到直流电平上。这种方案的好处是频率响应平坦不破坏原有的直流工作点而且能注入比较大的交流电流适合大负载下的PSRR测试。3.2 用J2120A线性注入器去测操作流程实测我实际测试时用的仪器是这样一套可编程直流电源一台信号发生器一台功率放大器一台线性注入器J2120A一个数字示波器一台搭配差分探头和适当的同轴电缆。第一步先搭测试链路。直流电源输出接线性注入器的输入端注入器的输出端接LDO测试板的VINLDO的GND和直流电源的GND短接在一起。信号发生器输出正弦波先经过功率放大器再接到注入器的交流注入端口。功率放大器的作用是提供足够的电流驱动能力因为到高频段注入器的等效输入阻抗会变化如果信号发生器直接驱动驱动能力不够会导致注入纹波下降测量结果失真。第二步校准注入纹波的幅度。把示波器的差分探头接到LDO的VIN引脚直接在引脚上测到实际注入的纹波幅度。这里千万注意不要只在注入器内部测因为注入器到LDO引脚之间还有连接线和PCB走线高频段的分布参数会影响实际到达LDO的纹波幅度。把注入频率从1kHz到10MHz扫一遍每一频点校到Vin_ripple一致比如统一校到100mVpp。扫频测量的正确姿势是每个频点校一次不能只在低频校完就扫上去。第三步测输出纹波。把差分探头从VIN挪到VOUT保持注入频率和幅度不变记录Vout_ripple。用示波器的高分辨率模式或平均值模式把示波器带宽限制到比注入频率稍高一点能有效滤掉宽带噪声让读数更干净。第四步记录数据并计算。PSRR 20 × log10(Vin_ripple / Vout_ripple)每一频点都算一遍最后画出PSRR随频率变化的曲线。3.3 实测数据解读与测量结果分析我拿一块5V转3.3V、额定负载300mA的低噪声LDO测试板做了完整扫频输出电容用的是10uF100nF负载用电子负载恒流300mA。把每个频点的注入纹波都校准到100mVpp测到的数据大致是这样频率注入纹波Vin输出纹波VoutPSRR1kHz100mVpp0.28mVpp51dB10kHz100mVpp0.35mVpp49dB100kHz100mVpp1.05mVpp40dB500kHz100mVpp4.72mVpp27dB1MHz100mVpp9.86mVpp20dB5MHz100mVpp25.24mVpp12dB10MHz100mVpp35.61mVpp9dB从数据能明显看出PSRR随频率滚降的趋势低频段还有50dB左右到100kHz掉到40dB1MHz只剩20dB5MHz以上基本就是靠寄生参数硬扛了。这一组数据说明如果前级DC-DC的开关频率是1MHz这个LDO只能滤掉20dB的基波纹波输出残留纹波大约还有输入纹波的十分之一设计时就得考虑要不要换成高频段PSRR更好的型号或者再加一级LC滤波。另外一个值得注意的现象是数据在200kHz附近出现了轻微的反谐振峰PSRR比相邻频点差了大概3dB。原因是输入走线的电感和输出电容在某个频点发生了并联谐振导致注入的纹波在LDO输入端的实际分布发生了改变。这种谐振峰在PCB布局不同时会移动所以测量PSRR时一定要在最终的PCB布局下测在评估板上测出的数据只能做参考。3.4 测量误差的来源与排查测量过程里最容易翻车的不是仪器精度而是地环路和探头使用方式。普通无源探头的地线夹子就像一根天线高频下一根10cm的地线就有几十nH电感会在测量回路里感应出额外的噪声。在测量输出纹波只有mV级甚至uV级的场景这个寄生感应直接淹没真实信号。所以我强烈建议用差分探头来测如果只有单端探头也要用那种极短的地弹簧把探头的地接到芯片引脚附近最近的地而不是随便往PCB大面积地上一夹。示波器本身的底噪也要心中有数。一台普通示波器在2mV/div档位下的本底噪声可能有几百uV如果你测的Vout纹波是50uV量级示波器根本分辨不出来。解决办法是打开高分辨率模式或者平均值采集模式把示波器等效带宽压下来信噪比会好很多。更讲究一点可以在示波器前面加一个低噪声前置放大器把信号放大几倍再测但前置放大器本身的噪声要足够低。还有一个误差源是直流电源的内阻。直流电源的输出端通常有大电容高频阻抗很低如果没有经过注入器直接叠加交流信号交流信号会被这个大电容短路。即使用了注入器直流电源端的接线也得尽量短粗否则高频导致电源端阻抗升高纹波会通过寄生耦合到其他回路。注入信号过大也会出问题。功率放大器输出幅度太大时注入器内部的磁芯会饱和波形失真导致输出端看到的纹波不只是基波分量还有谐波分量算出来的PSRR就不准了。我实测时会把注入纹波控制在50mVpp到200mVpp之间这个区间既要让示波器读数有足够信噪比又要保证LDO不因为输入端电压摆得太低而掉出线性工作区。4. 现场能直接用的避坑经验与常见问题4.1 实测中的高频陷阱与对策我列几个自己踩过或者帮别人排查过的典型问题基本覆盖了大多数PSRR测量翻车现场。问题一示波器探头上看到的高频波纹是噪声而不是真正纹波。判断方法很简单把信号发生器的输出关掉看输出端是否还有同样的波纹。如果还有说明是接地回路或探头的问题不是LDO漏过来的纹波。问题二注入信号的频率到了MHz以上幅度怎么校都维持不住。通常是功率放大器的高频驱动能力不足或者注入器和信号源之间的电缆阻抗不匹配产生了反射。对策是换一个带宽更高的功放或者检查线缆和BNC接头是否接触良好。问题三输出端测到的纹波波形不是正弦波而是带毛刺的畸变波。这一般说明注入纹波幅度太大LDO的环路进入了非线性区PSRR测量结果会偏不准确。把注入幅度降到100mVpp以下再试。问题四高频段PSRR反而出现正值也就是输出纹波比输入纹波还要大。这听起来离谱但确实会发生。原因是输出端和输入端的参考地不在同一点测量时存在共地阻抗输出探头的参考地受到了输入电流的影响导致两个测量点的参考基准不一致。解决方法是把探头的地接到同一个星形接地点或者用差分探头直接从引脚处测量。问题五电流探头、罗氏线圈之类串在供电线路上干扰了信号。测量动态大电流时有的工程师会用电流探头卡在线缆上这会让线路电感变大直接影响高频PSRR。测PSRR的时候尽量保持供电线缆和测试链路的结构固定少夹多余的探头。4.2 负载电流变化时PSRR如何漂移前面提到负载电流会影响PSRR实际测一遍更直观。还是那块测试板在1kHz、100kHz、1MHz三个频点下分别做了不同负载的PSRR对比负载电流1kHz PSRR100kHz PSRR1MHz PSRR1mA58dB42dB23dB30mA56dB41dB21dB150mA53dB38dB19dB300mA51dB40dB20dB轻载时PSRR确实更好一点因为误差放大器在这个工作点维持了较高的环路增益重载时功率管跨导变化和寄生参数影响变大PSRR整体往下走。但有意思的是300mA载下100kHz的PSRR反而比150mA时略好这是我起初没想到的后来排查发现是功率管的静态工作点跨过某个区域后内部增益曲线又有了新的平衡。这说明PSRR和负载电流之间不是简单的单调关系不能靠推估只能实测。这就带来一个应用层面的提醒如果你的负载是做动态切换的比如射频PA在发射和待机之间切换LDO的负载是在大电流和小电流之间跳变的那整个跳变过程中的PSRR都会跟着变化。评估系统噪声预算时不能只看数据手册上某个固定负载的PSRR而是要把最恶劣工作点的PSRR也拿出来评估。4.3 布板与电容摆放对PSRR的最后一公里影响接地的处理是LDO布板里最容易被低估的一环。输入电流和输出电流在PCB上流动时如果输入回路和输出回路共用了一段地线这段地线的寄生阻抗会把输入侧纹波耦合到输出侧直接抵消LDO的PSRR。正确做法是把输入电容的地、输出电容的地、LDO芯片散热焊盘的地先接到各自的局部地平面再在一点汇合到系统地尽量减少输入大电流在输出参考地路径上产生的压降。还有一个经常被忽略的是输入到输出的反向耦合。如果LDO的VIN走线和VOUT走线在PCB上长距离平行输入侧的高频纹波会通过走线间电容直接感应到输出线上这段耦合旁路了LDO本身。我处理这种问题的方法是把VIN和VOUT分开走尽量垂直或者拉开距离中间用地线隔离。输出电容的位置直接决定高频PSRR好不好。一个常见的错误是把输出电容放在LDO输出引脚旁边但反馈采样点却从电容后面拉线采样到的电压包含了电容ESL的压降高频纹波会因此漏进反馈环路。正确的接法是让输出电容尽可能贴近LDO输出引脚反馈采样点从电容的负载端一点连接不要走太长线。散热焊盘也没法忽略。很多LDO底部的散热焊盘是接到器件内部地它在提供散热通道的同时还承担着输入地和输出地的参考功能。散热焊盘过孔打得稀疏会导致地回路阻抗升高直接影响高频段的抑制能力。我在高要求的设计里会让散热焊盘区布置足够多的过孔用小过孔阵列把热阻压下去同时让地电流路径尽量短。最后再分享一点个人体会测了这么多LDO的PSRR之后我现在选型时有个习惯只看那种带频响曲线、并且标注了完整测试条件的数据手册只给单点数值的一律心里打一个问号。真正敏感供电轨哪怕数据手册非常漂亮我也会坚持在最终布局的PCB上实测一遍因为只有这样才能把封装、外围电容、PCB寄生和负载条件全部纳入评估而不是靠几个datasheet数字拍脑袋。另外一个小建议如果你的前级是开关电源建议在LDO的输入端放一个100nF的高频瓷片电容位置尽量贴近LDO的VIN引脚。很多看似PSRR不够的问题实际上是因为输入的开关振铃没有得到本地去耦能量被送进了LDO内部。这个电容往往能救回好几个dB的实际表现。自己动手测一次PSRR比翻一百篇选型文章都管用。 LDO纹波抑制比PSRR深度解析：原理、选型与实测方法
纹波抑制比PSRR这个指标平时选LDO的时候容易被忽略真正做敏感模拟电路、射频供电、音频供电或者ADC前端的时候才发现它比压差、静态电流重要得多。我最早接触PSRR是因为做一个16bit SAR ADC的参考电压供电普通LDO的纹波在1MHz附近漏得厉害导致采样码值总是有一条毛刺后来才意识到不能只看数据手册首页那个“典型PSRR 60dB”就完事。这篇文章我把自己在LDO纹波抑制比这块的选型判断、高频段衰减原理和实测方法完整摊开讲包含一套可以直接复用的测量流程和现场踩过的坑。适合正在做电源树设计、精密模拟前端供电或者想搞明白为什么示波器上看到的输出纹波总是比手册预测值糟糕的硬件工程师。1. 先把PSRR这个指标真正看懂它到底在描述什么1.1 从“输入纹波怎么漏到输出”说起PSRR全称是Power Supply Rejection Ratio描述的是电源输入端出现纹波扰动时输出端能把它压制到什么程度。计算公式很直白PSRR 20 × log10( Vin_ripple / Vout_ripple )单位是dB数值越大代表抑制能力越强。比如输入有100mV纹波输出只剩1mV那PSRR就是40dB如果输出能压到0.1mV就是60dB。很多工程师把PSRR当成一个固定值看数据手册首页写了60dB就以为全频段都是60dB。实际上PSRR是频率的函数一个LDO在1kHz可能做到80dB到了1MHz可能只剩20dB甚至更差。原因是输入纹波从VIN漏到VOUT的路径不止一条一条是误差放大器开环增益主导的调整路径另一条是功率管本身沟道电容和寄生通路形成的直通路径。低频时误差放大器增益很高能把输出电压拉回到设定值所以低频PSRR很好看频率升高环路增益按20dB/dec滚降抑制能力跟着掉到了几百kHz以上寄生电容开始主导纹波几乎可以跳过环路直接通过功率管的栅漏电容、沟道调制效应“漏”到输出端。理解这个要找到一个生活类比LDO就像一个水龙头配了一个自动调节水流大小的监控员。低频时水压波动监控员反应快马上调阀门出水很稳水压波动的频率越来越高监控员眼睛和手跟不上节奏了阀门还没动水已经流过去了。功率管的寄生电容就是监控员“反应速度”的物理极限。1.2 PSRR的三个频段和三道防线我习惯把PSRR频响曲线分成三段看待这样选型和排查问题都方便。第一段是低频段大致在10kHz以下。这段的PSRR主要由三个因素决定误差放大器的低频增益、基准电压源自身的纹波抑制能力以及反馈网络对纹波的采样比例。大多数LDO在低频段都能做到60dB以上好一点的能到80dB甚至90dB。基准源内部如果设计得好本身就能把来自VIN的纹波先削弱一轮再经过主环路放大抑制所以低频段不是瓶颈。第二段是中频段10kHz到100kHz左右。环路增益随着频率升高开始滚降PSRR以大约20dB/dec的速度下降。这段是很多开关电源纹波频谱最集中的区域因为DC-DC的开关频率通常在几百kHz基波和谐波的包络会落在几十kHz到几MHz。所以中频段的PSRR直接决定了你的LDO能把前级DC-DC的开关毛刺压到多低。第三段是高频段100kHz以上尤其是1MHz以上。这段是功率管寄生电容、封装引线电感、PCB走线寄生参数的主场。输入纹波通过Cgd等寄生通路直接耦合到输出环路的反馈作用几乎失效PSRR曲线逐渐平坦甚至出现谐振峰反而恶化的情况。高频段的PSRR数值主要由LDO的晶体管尺寸、工艺、封装、外围电容布局决定这也是不同型号LDO在高频段拉开差距的地方。搞清楚这三个频段之后再反过来看“60dB”这种单手指标就有点不负责了你至少要问自己一句这个60dB是哪来的是在1kHz测的还是1MHz测的工作条件是什么不带频点的PSRR都是耍流氓。1.3 为什么数据手册上的曲线不能直接照搬数据手册上给出的PSRR曲线测试条件通常是固定的输入输出压差、固定的负载电流和固定的输出电容。但实际应用中这些条件几乎不可能和手册完全一致于是实测结果和手册曲线对不上就很正常。关键影响因素有几个。一是负载电流。误差放大器的环路增益会随负载电流变化轻载时电流小功率管工作在弱反型区跨导低环路增益可能下降重载时电流大功率管的寄生电容和沟道效应又不一样。所以100mA负载下测出来的PSRR和1mA负载下测出来的可以差10dB以上。二是输入输出电压差。LDO的功率管在线性区工作VIN和VOUT之间的压差决定了功率管的静态工作点。压差越小功率管越接近饱和区边缘输出阻抗和寄生参数都在变化PSRR也跟着漂。三是输出电容的容值和ESR。很多LDO设计时要求输出端必须有特定容量的电容这个电容和LDO内部误差放大器输出阻抗构成一个极点会改变环路的频率响应。ESR的大小又直接影响高频段的阻抗特性ESR太高会在曲线上形成一个鼓包。四是前级电源的纹波形态。手册上测PSRR用的是正弦波干净利落实际前级DC-DC的纹波是方波或三角波叠加高频振铃频谱很宽如果你的LDO在高频段有个谐振峰开关振铃正好落在那里输出纹波就会比预期大不少。我在项目里对于关键供电轨向来有一个习惯拿到LDO之后先按我的实际工作条件测一遍PSRR再决定能不能用而不是直接信手册。这也是下文要说的测量方法最大的价值所在。2. 选型时除了PSRR数值还要盯住这五张表2.1 关注频点而不是单一低频数字选LDO的时候第一件事是搞清楚你关心的频段在哪里。如果你的负载是音频Codec关心的频段基本在20Hz到20kHz那低频PSRR好就够用了。如果你是在给DC-DC后面做二级稳压前级开关频率如果是1MHz你应该看数据手册上1MHz那个点的PSRR而不是看100Hz那个漂亮数字。举个例子。某款低压差LDO宣传页写“PSRR 75dB”看着很猛。翻到频响曲线细看75dB出现在1kHz到了100kHz已经掉到45dB1MHz只剩25dB。如果用它去滤DC-DC在1.2MHz处的开关纹波能压掉25dB算不错输出纹波可能仍有几十毫伏的残留。这时候就该考虑另一款低频标称只有60dB、但1MHz还能保持50dB以上的型号因为它的内部环路优化过高频寄生通路抑制做得更好。选型时盯频点还要评估纹波频谱的能量分布。DC-DC的纹波不只是开关基波还有开关沿的振铃分量振铃频率通常是开关频率的5到20倍。如果振铃分量落在LDO高频段PSRR低谷区必须把这一点算进噪声预算否则输出精度没法保证。2.2 带宽、噪声、瞬态响应三个隐藏对手PSRR指标很好看的LDO并不等于系统电源质量就好它只是“对输入纹波敏感度”这一个维度。实际选型还要把噪声、带宽、瞬态响应摆在一起看。这里说的噪声是指LDO本身的输出噪声电压谱密度不是输入纹波。有些超高PSRR的LDO内部为了拉高环路增益会在误差放大器里叠加更多晶体管这些晶体管的热噪声和闪烁噪声会直接出现在输出端。你用PSRR把输入纹波压得很低结果LDO自己“长”出一截噪声整体噪声水平反而没降下来。低噪声LDO通常会在输出端引出一个噪声旁路引脚接一个外部电容给基准源做低通滤波比如LT3045系列就是这个思路。带宽影响的是瞬态响应。LDO环路带宽越高负载突变时输出电压的过冲和恢复时间越短。但高带宽和高压摆率意味着更高功耗而且环路补偿的难度也上去了处理不好容易振荡。我见过有人选了PSRR非常高的LDO闭环带宽很窄结果负载跳变时候输出电压掉了100mV比纹波的影响还大。电源设计永远是折中没有单指标拉满的方案。静态电流也要看。高PSRR和低噪声的LDO往往需要更大的偏置电流把误差放大器工作点推高所以在电池供电的便携设备里这种LDO的静态功耗可能吃掉你省下来的每一mW。选型时把三张表摆一起PSRR频响曲线、输出噪声频谱密度、负载瞬态响应图加上静态电流和压差五个维度一起权衡。2.3 封装与外围电路选型对PSRR的“二次塑造”同样的LDO芯片封装不一样高频PSRR也能差出不少。封装引线键合的电感在高频段会和芯片内部电路产生谐振导致PSRR曲线上出现一个吸收峰或反谐振峰。大封装、长引线键合的传统SOT-23在小电流应用里可能无所谓到了100mA以上高频段的不确定因素就变大了。现代LDO越来越多地采用WSON、QFN这类带裸露焊盘、引线极短的封装高频PSRR的一致性明显更好。外围电路的选型也直接改写了PSRR曲线。最典型的就是输出电容手册上通常要求输出端接1uF到10uF的陶瓷电容实际容值和偏置电压有关X5R电容在DC偏压下可能只剩标称值的一半甚至更少。如果输出电容实际容量不足环路主极点频率上移中频段PSRR会提前下降。所以选电容时要用DC偏置下的有效容值去校验而不是只看封装上的丝印。输入端的高频去耦电容同样重要。有些设计只在VIN引脚放一个10uF大电容没有专门放100nF的高频电容结果前级的高频纹波在长走线的电感上压降很大LDO输入端实际看到的纹波比预想的大很多。这其实不是PSRR变差了而是输入端信号本身就脏了。放入一个100nF的0402电容靠近VIN引脚往往能救回不少高频段的实际表现。PCB布局对PSRR的“二次塑造”效果也不能忽略这在后面布板章节展开。选型时把封装可焊性和寄生参数、外围电容的有效值、输入端的去耦方案一起考虑进去才能保证芯片选型阶段的优势不在PCB阶段全丢光。3. 测量LDO纹波抑制比一套可以复现的实战方案3.1 测量原理与两种常用注入方式先把测量原理理清楚。测量PSRR需要做到三件事在LDO输入端叠加一个幅度已知的正弦纹波测量LDO输出端保留下来的同频正弦纹波幅度然后用公式算出差值。关键是要能独立控制直流工作点和交流纹波让两者互不干扰。常见的纹波注入方式有两类。一种是直接叠加法用一个信号发生器经过隔离变压器或线性注入器把交流信号叠加在直流电源上再接到LDO的VIN引脚。另一种是偏置注入法利用注入器的特性在直流电源和LDO输入端之间串联一个注入端口交流信号通过注入端口叠加上去。直接叠加法的优点是电路简单缺点是如果信号发生器的输出阻抗和直流电源的输出阻抗没有隔离好直流电源内部的大电容会把交流信号短路掉导致注入的纹波在LDO输入端根本建立不起来。所以一般要用一个隔离变压器把信号发生器的地和直流电源的地切开或者用专门的线性注入器。工程上更方便的方案是用“线性注入器”这种专用器件常见的是J2120A这类。它本质上是一个高带宽、低损耗的双端口网络串在直流电源和LDO输入端之间交流信号通过一个BNC口注入进去直流电流可以自由通过交流扰动则被叠加到直流电平上。这种方案的好处是频率响应平坦不破坏原有的直流工作点而且能注入比较大的交流电流适合大负载下的PSRR测试。3.2 用J2120A线性注入器去测操作流程实测我实际测试时用的仪器是这样一套可编程直流电源一台信号发生器一台功率放大器一台线性注入器J2120A一个数字示波器一台搭配差分探头和适当的同轴电缆。第一步先搭测试链路。直流电源输出接线性注入器的输入端注入器的输出端接LDO测试板的VINLDO的GND和直流电源的GND短接在一起。信号发生器输出正弦波先经过功率放大器再接到注入器的交流注入端口。功率放大器的作用是提供足够的电流驱动能力因为到高频段注入器的等效输入阻抗会变化如果信号发生器直接驱动驱动能力不够会导致注入纹波下降测量结果失真。第二步校准注入纹波的幅度。把示波器的差分探头接到LDO的VIN引脚直接在引脚上测到实际注入的纹波幅度。这里千万注意不要只在注入器内部测因为注入器到LDO引脚之间还有连接线和PCB走线高频段的分布参数会影响实际到达LDO的纹波幅度。把注入频率从1kHz到10MHz扫一遍每一频点校到Vin_ripple一致比如统一校到100mVpp。扫频测量的正确姿势是每个频点校一次不能只在低频校完就扫上去。第三步测输出纹波。把差分探头从VIN挪到VOUT保持注入频率和幅度不变记录Vout_ripple。用示波器的高分辨率模式或平均值模式把示波器带宽限制到比注入频率稍高一点能有效滤掉宽带噪声让读数更干净。第四步记录数据并计算。PSRR 20 × log10(Vin_ripple / Vout_ripple)每一频点都算一遍最后画出PSRR随频率变化的曲线。3.3 实测数据解读与测量结果分析我拿一块5V转3.3V、额定负载300mA的低噪声LDO测试板做了完整扫频输出电容用的是10uF100nF负载用电子负载恒流300mA。把每个频点的注入纹波都校准到100mVpp测到的数据大致是这样频率注入纹波Vin输出纹波VoutPSRR1kHz100mVpp0.28mVpp51dB10kHz100mVpp0.35mVpp49dB100kHz100mVpp1.05mVpp40dB500kHz100mVpp4.72mVpp27dB1MHz100mVpp9.86mVpp20dB5MHz100mVpp25.24mVpp12dB10MHz100mVpp35.61mVpp9dB从数据能明显看出PSRR随频率滚降的趋势低频段还有50dB左右到100kHz掉到40dB1MHz只剩20dB5MHz以上基本就是靠寄生参数硬扛了。这一组数据说明如果前级DC-DC的开关频率是1MHz这个LDO只能滤掉20dB的基波纹波输出残留纹波大约还有输入纹波的十分之一设计时就得考虑要不要换成高频段PSRR更好的型号或者再加一级LC滤波。另外一个值得注意的现象是数据在200kHz附近出现了轻微的反谐振峰PSRR比相邻频点差了大概3dB。原因是输入走线的电感和输出电容在某个频点发生了并联谐振导致注入的纹波在LDO输入端的实际分布发生了改变。这种谐振峰在PCB布局不同时会移动所以测量PSRR时一定要在最终的PCB布局下测在评估板上测出的数据只能做参考。3.4 测量误差的来源与排查测量过程里最容易翻车的不是仪器精度而是地环路和探头使用方式。普通无源探头的地线夹子就像一根天线高频下一根10cm的地线就有几十nH电感会在测量回路里感应出额外的噪声。在测量输出纹波只有mV级甚至uV级的场景这个寄生感应直接淹没真实信号。所以我强烈建议用差分探头来测如果只有单端探头也要用那种极短的地弹簧把探头的地接到芯片引脚附近最近的地而不是随便往PCB大面积地上一夹。示波器本身的底噪也要心中有数。一台普通示波器在2mV/div档位下的本底噪声可能有几百uV如果你测的Vout纹波是50uV量级示波器根本分辨不出来。解决办法是打开高分辨率模式或者平均值采集模式把示波器等效带宽压下来信噪比会好很多。更讲究一点可以在示波器前面加一个低噪声前置放大器把信号放大几倍再测但前置放大器本身的噪声要足够低。还有一个误差源是直流电源的内阻。直流电源的输出端通常有大电容高频阻抗很低如果没有经过注入器直接叠加交流信号交流信号会被这个大电容短路。即使用了注入器直流电源端的接线也得尽量短粗否则高频导致电源端阻抗升高纹波会通过寄生耦合到其他回路。注入信号过大也会出问题。功率放大器输出幅度太大时注入器内部的磁芯会饱和波形失真导致输出端看到的纹波不只是基波分量还有谐波分量算出来的PSRR就不准了。我实测时会把注入纹波控制在50mVpp到200mVpp之间这个区间既要让示波器读数有足够信噪比又要保证LDO不因为输入端电压摆得太低而掉出线性工作区。4. 现场能直接用的避坑经验与常见问题4.1 实测中的高频陷阱与对策我列几个自己踩过或者帮别人排查过的典型问题基本覆盖了大多数PSRR测量翻车现场。问题一示波器探头上看到的高频波纹是噪声而不是真正纹波。判断方法很简单把信号发生器的输出关掉看输出端是否还有同样的波纹。如果还有说明是接地回路或探头的问题不是LDO漏过来的纹波。问题二注入信号的频率到了MHz以上幅度怎么校都维持不住。通常是功率放大器的高频驱动能力不足或者注入器和信号源之间的电缆阻抗不匹配产生了反射。对策是换一个带宽更高的功放或者检查线缆和BNC接头是否接触良好。问题三输出端测到的纹波波形不是正弦波而是带毛刺的畸变波。这一般说明注入纹波幅度太大LDO的环路进入了非线性区PSRR测量结果会偏不准确。把注入幅度降到100mVpp以下再试。问题四高频段PSRR反而出现正值也就是输出纹波比输入纹波还要大。这听起来离谱但确实会发生。原因是输出端和输入端的参考地不在同一点测量时存在共地阻抗输出探头的参考地受到了输入电流的影响导致两个测量点的参考基准不一致。解决方法是把探头的地接到同一个星形接地点或者用差分探头直接从引脚处测量。问题五电流探头、罗氏线圈之类串在供电线路上干扰了信号。测量动态大电流时有的工程师会用电流探头卡在线缆上这会让线路电感变大直接影响高频PSRR。测PSRR的时候尽量保持供电线缆和测试链路的结构固定少夹多余的探头。4.2 负载电流变化时PSRR如何漂移前面提到负载电流会影响PSRR实际测一遍更直观。还是那块测试板在1kHz、100kHz、1MHz三个频点下分别做了不同负载的PSRR对比负载电流1kHz PSRR100kHz PSRR1MHz PSRR1mA58dB42dB23dB30mA56dB41dB21dB150mA53dB38dB19dB300mA51dB40dB20dB轻载时PSRR确实更好一点因为误差放大器在这个工作点维持了较高的环路增益重载时功率管跨导变化和寄生参数影响变大PSRR整体往下走。但有意思的是300mA载下100kHz的PSRR反而比150mA时略好这是我起初没想到的后来排查发现是功率管的静态工作点跨过某个区域后内部增益曲线又有了新的平衡。这说明PSRR和负载电流之间不是简单的单调关系不能靠推估只能实测。这就带来一个应用层面的提醒如果你的负载是做动态切换的比如射频PA在发射和待机之间切换LDO的负载是在大电流和小电流之间跳变的那整个跳变过程中的PSRR都会跟着变化。评估系统噪声预算时不能只看数据手册上某个固定负载的PSRR而是要把最恶劣工作点的PSRR也拿出来评估。4.3 布板与电容摆放对PSRR的最后一公里影响接地的处理是LDO布板里最容易被低估的一环。输入电流和输出电流在PCB上流动时如果输入回路和输出回路共用了一段地线这段地线的寄生阻抗会把输入侧纹波耦合到输出侧直接抵消LDO的PSRR。正确做法是把输入电容的地、输出电容的地、LDO芯片散热焊盘的地先接到各自的局部地平面再在一点汇合到系统地尽量减少输入大电流在输出参考地路径上产生的压降。还有一个经常被忽略的是输入到输出的反向耦合。如果LDO的VIN走线和VOUT走线在PCB上长距离平行输入侧的高频纹波会通过走线间电容直接感应到输出线上这段耦合旁路了LDO本身。我处理这种问题的方法是把VIN和VOUT分开走尽量垂直或者拉开距离中间用地线隔离。输出电容的位置直接决定高频PSRR好不好。一个常见的错误是把输出电容放在LDO输出引脚旁边但反馈采样点却从电容后面拉线采样到的电压包含了电容ESL的压降高频纹波会因此漏进反馈环路。正确的接法是让输出电容尽可能贴近LDO输出引脚反馈采样点从电容的负载端一点连接不要走太长线。散热焊盘也没法忽略。很多LDO底部的散热焊盘是接到器件内部地它在提供散热通道的同时还承担着输入地和输出地的参考功能。散热焊盘过孔打得稀疏会导致地回路阻抗升高直接影响高频段的抑制能力。我在高要求的设计里会让散热焊盘区布置足够多的过孔用小过孔阵列把热阻压下去同时让地电流路径尽量短。最后再分享一点个人体会测了这么多LDO的PSRR之后我现在选型时有个习惯只看那种带频响曲线、并且标注了完整测试条件的数据手册只给单点数值的一律心里打一个问号。真正敏感供电轨哪怕数据手册非常漂亮我也会坚持在最终布局的PCB上实测一遍因为只有这样才能把封装、外围电容、PCB寄生和负载条件全部纳入评估而不是靠几个datasheet数字拍脑袋。另外一个小建议如果你的前级是开关电源建议在LDO的输入端放一个100nF的高频瓷片电容位置尽量贴近LDO的VIN引脚。很多看似PSRR不够的问题实际上是因为输入的开关振铃没有得到本地去耦能量被送进了LDO内部。这个电容往往能救回好几个dB的实际表现。自己动手测一次PSRR比翻一百篇选型文章都管用。