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PCB走线到底能过多大电流别再背“1A走1mm”从DC、RMS、Peak到线宽、铜厚、过孔一次讲透关键词PCB线宽大电流PCBRMS电流Peak CurrentIPC-2152铜厚过孔IR Drop电流密度趋肤效应很多硬件工程师刚开始画PCB时都听过一句非常经典的话“1A电流大概走1mm线宽。”这句话能不能用作为非常粗略的经验可以参考但如果真的拿它指导量产设计就太粗糙了。因为同样是1A下面几种电流完全不是一个概念① 1A DC 1A ─────────────────────── ② 2A / 50% Duty 2A ┌────┐ ┌────┐ │ │ │ │ 0A ┘ └────┘ └──── ③ 10A / 1μs Peak 10A ┌─┐ │ │ 0A ───────┘ └──────────── ④ 高频交流电流 ∿∿∿∿∿∿∿∿∿∿∿∿∿∿虽然它们都涉及“电流”但PCB真正承受的发热、压降、瞬态应力、电流密度甚至高频损耗完全不同。所以真正的大电流PCB设计第一句话就应该是先搞清楚是什么电流再谈线宽。 一、PCB为什么会发热先从最简单的电阻开始铜当然不是理想的0Ω导体。PCB走线电阻可以写成R ρ × L / A复制公式R ρ × L / A其中ρ铜的电阻率L走线长度A铜截面积而铜截面积A W × T所以R ρ × L / (W × T)R ρ × L / (W × T)W就是Trace Width——线宽T就是Copper Thickness——铜厚这几个参数已经决定了大部分PCB直流电阻。⭐ 举个最简单的例子同样长度的两条线0.5mm ────────────── 2mm ━━━━━━━━━━━━━━如果铜厚完全一样那么2mm走线的截面积是0.5mm走线的4倍所以理论电阻大约只有1/4接下来问题就来了。铜线发热P I² × RP I² × R注意这个公式里面电流是平方关系这件事非常重要。 二、为什么10A比1A难搞得多因为损耗不是10倍而是100倍关系假设一段PCB走线R 20mΩ当电流I 1A那么P 1² × 0.02 0.02W如果电流变成10A那么P 10² × 0.02 2W所以1A → 0.02W 5A → 0.50W 10A → 2.00W电流增加10倍损耗增加100倍这也是为什么汽车电子里面12V大电流输入、座椅加热、风机、电机、电源DCDC、功率MOS这些路径的PCB设计会突然变得非常敏感。 三、别急着套公式先看IPC-2152到底在研究什么这张图就非常值得放在文章前面。横轴是Trace Width纵轴是Current不同曲线对应不同Temperature Rise ΔT也就是说IPC-2152真正讨论的问题不是“1mm到底能跑几A”而是在指定铜截面积、板结构和散热条件下流过某个电流以后允许导体温升多少IPC-2152本身就是用于指导PCB设计中电流、导体尺寸与温升之间关系的标准。([electronics.org][2])所以正确问题应该改成我要跑5A允许铜皮比局部板温升高10℃应该需要多大的铜截面积这就专业多了。 四、第一种电流DC Current——持续直流这个最好理解。比如KL30 ↓ 保险丝 ↓ TVS ↓ 反接MOS ↓ Buck如果Buck长期从12V输入3A那么这条电源路径就是典型的DC Current对于持续DC主要考虑① I²R损耗② PCB温升③ IR Drop④ Connector / Via / Neck电流密度 五、第二种Average Current——平均电流平均电流定义Iavg (1/T) × ∫ i(t)dt为了保证CSDN复制稳定可以直接写成Iavg (1/T) × ∫ i(t)dt对于矩形脉冲Iavg Ipeak × DIavg Ipeak × DD就是Duty Cycle。⭐ 举个例子峰值2A占空比50%那么Iavg 2 × 0.5 1A很多人到这里就说那这根PCB线按照1A设计。问题来了。这很可能低估发热。为什么因为焦耳热不是跟I成正比。而是P ∝ I²于是我们必须引入第三个电流。 六、第三种RMS Current——PCB发热真正应该重点关注的电流RMSRoot Mean Square——均方根电流定义Irms √[(1/T) × ∫i²(t)dt]CSDN复制Irms √[(1/T) × ∫i²(t)dt]对于矩形脉冲Irms Ipeak × √DIrms Ipeak × √D为什么RMS这么重要因为电阻的平均发热功率Pavg Irms² × RPavg Irms² × R所以RMS电流可以理解成产生相同平均焦耳热的等效直流电流。 七、Average和RMS到底能差多少算一次你就忘不了了还是刚才那个波形2A ┌────┐ ┌────┐ │ │ │ │ 0A ┘ └──────┘ └──── Duty 50%平均电流Iavg 2 × 0.5 1ARMSIrms 2 × √0.5 ≈ 1.414A所以Ipeak 2A Irms 1.414A Iavg 1A这三个数字完全不一样。如果按照平均电流算铜损P ∝ 1² 1实际按照RMSP ∝ 1.414² ≈ 2直接差了一倍所以周期脉冲大电流设计里面Average不能直接代替RMS做走线热设计。 八、再来一个更狠的10A Peak平均电流居然只有1A假设10A ┌─┐ ┌─┐ │ │ │ │ 0A ─┘ └─────────┘ └──── Duty 10%那么 平均电流Iavg 10 × 0.1 1A RMS电流Irms 10 × √0.1 ≈ 3.16A所以Peak 10A RMS 3.16A Average 1A如果你只看到平均1A然后按照1A设计PCB线宽那么铜损计算差异按1A P ∝ 1² 1 实际3.16A RMS P ∝ 3.16² ≈ 10热损耗直接差约10倍。这就是为什么Buck、Boost、MOS Drain、功率电感这些地方不能只看万用表测出来的平均电流。 九、第四种Peak Current——峰值电流到底怎么处理这个才是最容易争论的问题。假设20kHz周期50μs每个周期有1A / 1μs的峰值。波形1A ┌─┐ │ │ 0A ───────┘ └────────────────── 1μs ──────── 50μs ───────────────DutyD 1μs / 50μs 0.02 2%平均电流Iavg 1A × 0.02 20mA而RMSIrms 1A × √0.02 ≈ 141mA所以Peak 1A RMS ≈ 141mA Average 20mA看到了吗Peak : RMS : Average 1A : 141mA : 20mA差距非常大。 十、那么这个1A Peak到底需不需要按1A设计线宽答案是需要考虑1A但不等于整条走线必须按照“1A持续DC”设计。这句话特别重要。长期热效应重点检查RMS但Peak还需要检查局部电流密度瞬态压降ViaPadNeck连接器器件Pin甚至极端情况下的Fusing / 瞬态温升所以应该这样理解电流波形 │ ┌────────┴────────┐ │ │ ▼ ▼ RMS Peak │ │ ▼ ▼ 长期热效应 瞬态应力 │ │ ▼ ▼ I²R温升 Via/Pad/Neck │ │ └────────┬────────┘ ▼ 最终PCB设计 十一、为什么“1A走1mm”根本不够用因为你连铜厚都没说PCB常见0.5 oz ≈ 17 μm 1 oz ≈ 35 μm 2 oz ≈ 70 μm 3 oz ≈ 105 μm同样1mm宽如果是1oz截面积约A ≈ 1mm × 0.035mm 0.035mm²如果是2ozA ≈ 1mm × 0.070mm 0.070mm²直接翻倍。因此相同长度下R₂oz ≈ 1/2 × R₁oz所以别人问“5A走多宽”至少还得补一句“你是几oz铜允许温升多少”IPC-2152本身也是从电流、导体尺寸和允许温升建立关系而不是规定某个固定的“A/mm”。([electronics.org][2]) 十二、PCB能不能过10A有时候压降比温升更早把你卡死假设12V输入。走线总电阻R 20mΩ负载电流I 10A那么Vdrop I × RVdrop I × R得到Vdrop 10 × 0.02 0.2V也就是说输入端 12.0V ↓ PCB 负载端 11.8V同时PCB铜损Ploss I² × R得到Ploss 10² × 0.02 2W也就是说PCB本身就在烧掉2W。所以大电流PCB至少同时存在两个约束PCB Current │ ┌───────────┴───────────┐ ▼ ▼ Temperature Rise IR Drop │ │ ▼ ▼ 热可靠性 电压完整性 十三、真正最危险的位置经常不是走线而是“脖子”这是实际PCB电流密度仿真的典型效果。你会发现电流并不是均匀铺满整个铜皮。尤其到了ConnectorPad拐角铜皮突然收窄处Via入口会出现明显的Current Crowding——电流拥挤电流密度定义J I / AJ I / A截面积越小J越大。所以大铜皮 ████████████████████████ ████████████████████████ ██████████ █ █ ← Neck █ ██████████ ████████████████████████别看上下都是一大片铜。真正限制整条路径电流能力的可能就是中间这一小截Neck。 十四、为什么连接器附近特别容易出问题假设10A ↓ ████████████████ 大铜皮 ████████████████ │ │ 1mm │ ┌────┐ │PAD │ └────┘ │ Connector前面铺10mm铜都没用。因为10A最终全部必须经过1mm Neck。于是这里电流密度最高压降最大温升最高这就是为什么做DC IR Drop仿真时真正有价值的不是看整板平均颜色。而是找红色Hot Spot。 十五、Via才是大电流设计里面最容易被忽略的瓶颈之一再看一张Via电流仿真图中可以看到不同Via承担的电流并不一定完全一样。这点非常重要。假设TOP ████████████████████ ████████████████████ ● ● │ │ ████████████████████ ████████████████████ BOTTOMTop Layer能过10ABottom Layer也能过10A但中间只有2颗Via。那系统瓶颈可能根本不是Trace。而是Via。 十六、为什么不能死背“一颗Via过0.5A”**因为Via也有很多变量Drill SizeFinished HolePlating ThicknessVia LengthCopper ThicknessSurrounding PlaneTemperature RiseVia Pitch普通PTH Via并不是一根实心铜柱。它更像铜壁 ↓ ↓ ╔═══════╗ ║ ║ ║ Hole ║ ║ ║ ╚═══════╝真正导电的是Via Barrel——孔壁铜。所以“一个Via能过几A”本身也是一个缺条件的问题。正确方式仍然应该根据结构 温升 实际铜连接情况评估而不是固定记一个数字。 十七、10A、20A这种电流怎么处理——别只画一根粗线对于真正的大电流─────────────── 一根Trace通常不如████████████████████████ ████████ POWER PLANE ███ ████████████████████████也就是Polygon / Plane更合适。还可以TOP POWER PLANE ██████████████████████ ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● │ │ │ │ │ │ │ │ │ │ ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ██████████████████████ BOTTOM POWER PLANE通过上下层并联 Via Array降低R降低J降低IR Drop改善Heat Spreading 十八、但Via是不是越多越好也不是Via太密● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ●会把原本完整铜面打得千疮百孔。于是电流不得不→ → ↗ ● ↘ → ● ↗ → ● ↘ → → ● ↘ →绕着Via走。极端情况下反而可能产生新的Current Crowding。所以Via要足够但不是无脑堆。 十九、为什么热Via效果这么明显上面的热仿真图非常直观。没有良好的导热路径时器件附近会形成明显Hot Spot。而Via除了可以导电还可以导热。所以功率器件下面经常看到┌────────────────┐ │ MOS │ └────────────────┘ ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ↓↓↓ Inner GND Plane ↓ Bottom Copper目的就是把热从Top → Inner → Bottom快速扩散出去。不过这里要区分Current Via和Thermal Via虽然物理结构可能相似但设计目标并不完全相同。 二十、趋肤效应又和线宽有什么关系到了高频以后电流开始越来越集中在导体表面。这就是Skin Effect——趋肤效应趋肤深度δ √[ρ / (π × f × μ)]CSDN复制δ √[ρ / (π × f × μ)]从公式就能看出来δ ∝ 1 / √f所以频率越高 → 趋肤深度越小。⭐ 铜在不同频率下大概是什么感觉数量级上可以粗略理解20 kHz → 约0.46 mm 100 kHz → 约0.21 mm 1 MHz → 约66 μm 10 MHz → 约21 μm 100 MHz → 约6.6 μm 1 GHz → 约2.1 μm这就很有意思了。普通1oz铜约35μm。在20kHz趋肤深度远大于铜厚。趋肤效应通常不是最主要的问题。但到了100MHz / GHz电流越来越集中在铜表面附近。于是AC Resistance开始明显不同于DC Resistance。 二十一、所以DCDC走线和5G RF走线虽然都是铜思路完全不同例如400kHz Buck。我们主要关注大电流 ↓ Irms ↓ I²R ↓ 温升 ↓ IR Drop ↓ Hot Loop / di/dt但是5G RFGHz ↓ Skin Effect ↓ Copper Roughness ↓ Dielectric Loss ↓ Characteristic Impedance ↓ Return Path ↓ Insertion Loss所以不能因为都是“PCB线宽”就把电源线和高速/RF线用同一种思路设计。 二十二、最后给一个真正能落地的PCB大电流设计流程以后再拿到一个大电流Net我建议按照下面顺序走STEP 1 获取真实电流波形 ↓ STEP 2 判断 DC / Pulsed / AC ↓ STEP 3 计算 Iavg / Irms / Ipeak ↓ STEP 4 确定允许温升 ΔT ↓ STEP 5 确定 Copper Weight ↓ STEP 6 参考 IPC-2152 ↓ STEP 7 确定初始铜截面积 ↓ STEP 8 检查 Trace Resistance ↓ STEP 9 计算 IR Drop ↓ STEP 10 计算 I²R Loss ↓ STEP 11 检查 Peak Current ↓ STEP 12 检查 Pad / Neck / Via ↓ STEP 13 检查 Current Crowding ↓ STEP 14 DC IR Drop / Thermal Simulation ↓ STEP 15 实板热像仪 压降测试IPC-2152本身就强调了导体温升与电流、截面积以及PCB结构之间的关系并且还考虑邻近铜平面、高电流瞬态等影响。因此实际设计最好把标准/计算器当作初始尺寸设计依据而不是把计算结果当作绝对边界。 二十三、最后总结真正的大电流PCB不是在“算线宽”而是在找瓶颈做完一块大电流PCB以后真正应该检查的不是“我的12V线已经5mm宽了。”而应该沿着电流方向一路追Power Connector ↓ Pad ↓ Neck ↓ MOSFET ↓ Inductor ↓ Via ↓ Inner Plane ↓ Via ↓ Load Connector然后问哪里最窄哪里电阻最大哪里电流密度最高哪里温升最高哪里Via最少哪里压降最大因为大电流路径最终能力往往不是由那块最宽的铜决定而是由整条路径中最差的那个瓶颈决定。所以以后别人再问“1A到底走多宽”更准确的回答应该是先告诉我它是1A DC、1A RMS还是1A Peak再告诉我铜厚、走线长度、允许温升和允许压降我们再谈线宽。这才是真正从“经验画PCB”走向“工程设计PCB”。如果想自己核算可以用 Saturn PCB Toolkit 辅助看IPC-2152载流/温升关系但最终量产板尤其是5A、10A、20A以上的大电流路径我还是更建议结合DC IR Drop Current Density Thermal Simulation 实板热像仪一起验证。[1]: https://www.ipc.org/system/files/technical_resource/E7%26S22_03.pdf?utm_sourcechatgpt.com “The Value of IPC-2152”[2]: https://www.ipc.org/TOC/IPC-2152.pdf?utm_sourcechatgpt.com “IPC-2152®Standard for DeterminingCurrent Carryi”[3]: https://saturnpcb.com/saturn-pcb-toolkit/?utm_sourcechatgpt.com “Saturn PCB Toolkit - Saturn PCB” PCB走线到底能过多大电流？别再背“1A走1mm”了：从DC、RMS、Peak到线宽、铜厚、过孔一次讲透
PCB走线到底能过多大电流别再背“1A走1mm”从DC、RMS、Peak到线宽、铜厚、过孔一次讲透关键词PCB线宽大电流PCBRMS电流Peak CurrentIPC-2152铜厚过孔IR Drop电流密度趋肤效应很多硬件工程师刚开始画PCB时都听过一句非常经典的话“1A电流大概走1mm线宽。”这句话能不能用作为非常粗略的经验可以参考但如果真的拿它指导量产设计就太粗糙了。因为同样是1A下面几种电流完全不是一个概念① 1A DC 1A ─────────────────────── ② 2A / 50% Duty 2A ┌────┐ ┌────┐ │ │ │ │ 0A ┘ └────┘ └──── ③ 10A / 1μs Peak 10A ┌─┐ │ │ 0A ───────┘ └──────────── ④ 高频交流电流 ∿∿∿∿∿∿∿∿∿∿∿∿∿∿虽然它们都涉及“电流”但PCB真正承受的发热、压降、瞬态应力、电流密度甚至高频损耗完全不同。所以真正的大电流PCB设计第一句话就应该是先搞清楚是什么电流再谈线宽。 一、PCB为什么会发热先从最简单的电阻开始铜当然不是理想的0Ω导体。PCB走线电阻可以写成R ρ × L / A复制公式R ρ × L / A其中ρ铜的电阻率L走线长度A铜截面积而铜截面积A W × T所以R ρ × L / (W × T)R ρ × L / (W × T)W就是Trace Width——线宽T就是Copper Thickness——铜厚这几个参数已经决定了大部分PCB直流电阻。⭐ 举个最简单的例子同样长度的两条线0.5mm ────────────── 2mm ━━━━━━━━━━━━━━如果铜厚完全一样那么2mm走线的截面积是0.5mm走线的4倍所以理论电阻大约只有1/4接下来问题就来了。铜线发热P I² × RP I² × R注意这个公式里面电流是平方关系这件事非常重要。 二、为什么10A比1A难搞得多因为损耗不是10倍而是100倍关系假设一段PCB走线R 20mΩ当电流I 1A那么P 1² × 0.02 0.02W如果电流变成10A那么P 10² × 0.02 2W所以1A → 0.02W 5A → 0.50W 10A → 2.00W电流增加10倍损耗增加100倍这也是为什么汽车电子里面12V大电流输入、座椅加热、风机、电机、电源DCDC、功率MOS这些路径的PCB设计会突然变得非常敏感。 三、别急着套公式先看IPC-2152到底在研究什么这张图就非常值得放在文章前面。横轴是Trace Width纵轴是Current不同曲线对应不同Temperature Rise ΔT也就是说IPC-2152真正讨论的问题不是“1mm到底能跑几A”而是在指定铜截面积、板结构和散热条件下流过某个电流以后允许导体温升多少IPC-2152本身就是用于指导PCB设计中电流、导体尺寸与温升之间关系的标准。([electronics.org][2])所以正确问题应该改成我要跑5A允许铜皮比局部板温升高10℃应该需要多大的铜截面积这就专业多了。 四、第一种电流DC Current——持续直流这个最好理解。比如KL30 ↓ 保险丝 ↓ TVS ↓ 反接MOS ↓ Buck如果Buck长期从12V输入3A那么这条电源路径就是典型的DC Current对于持续DC主要考虑① I²R损耗② PCB温升③ IR Drop④ Connector / Via / Neck电流密度 五、第二种Average Current——平均电流平均电流定义Iavg (1/T) × ∫ i(t)dt为了保证CSDN复制稳定可以直接写成Iavg (1/T) × ∫ i(t)dt对于矩形脉冲Iavg Ipeak × DIavg Ipeak × DD就是Duty Cycle。⭐ 举个例子峰值2A占空比50%那么Iavg 2 × 0.5 1A很多人到这里就说那这根PCB线按照1A设计。问题来了。这很可能低估发热。为什么因为焦耳热不是跟I成正比。而是P ∝ I²于是我们必须引入第三个电流。 六、第三种RMS Current——PCB发热真正应该重点关注的电流RMSRoot Mean Square——均方根电流定义Irms √[(1/T) × ∫i²(t)dt]CSDN复制Irms √[(1/T) × ∫i²(t)dt]对于矩形脉冲Irms Ipeak × √DIrms Ipeak × √D为什么RMS这么重要因为电阻的平均发热功率Pavg Irms² × RPavg Irms² × R所以RMS电流可以理解成产生相同平均焦耳热的等效直流电流。 七、Average和RMS到底能差多少算一次你就忘不了了还是刚才那个波形2A ┌────┐ ┌────┐ │ │ │ │ 0A ┘ └──────┘ └──── Duty 50%平均电流Iavg 2 × 0.5 1ARMSIrms 2 × √0.5 ≈ 1.414A所以Ipeak 2A Irms 1.414A Iavg 1A这三个数字完全不一样。如果按照平均电流算铜损P ∝ 1² 1实际按照RMSP ∝ 1.414² ≈ 2直接差了一倍所以周期脉冲大电流设计里面Average不能直接代替RMS做走线热设计。 八、再来一个更狠的10A Peak平均电流居然只有1A假设10A ┌─┐ ┌─┐ │ │ │ │ 0A ─┘ └─────────┘ └──── Duty 10%那么 平均电流Iavg 10 × 0.1 1A RMS电流Irms 10 × √0.1 ≈ 3.16A所以Peak 10A RMS 3.16A Average 1A如果你只看到平均1A然后按照1A设计PCB线宽那么铜损计算差异按1A P ∝ 1² 1 实际3.16A RMS P ∝ 3.16² ≈ 10热损耗直接差约10倍。这就是为什么Buck、Boost、MOS Drain、功率电感这些地方不能只看万用表测出来的平均电流。 九、第四种Peak Current——峰值电流到底怎么处理这个才是最容易争论的问题。假设20kHz周期50μs每个周期有1A / 1μs的峰值。波形1A ┌─┐ │ │ 0A ───────┘ └────────────────── 1μs ──────── 50μs ───────────────DutyD 1μs / 50μs 0.02 2%平均电流Iavg 1A × 0.02 20mA而RMSIrms 1A × √0.02 ≈ 141mA所以Peak 1A RMS ≈ 141mA Average 20mA看到了吗Peak : RMS : Average 1A : 141mA : 20mA差距非常大。 十、那么这个1A Peak到底需不需要按1A设计线宽答案是需要考虑1A但不等于整条走线必须按照“1A持续DC”设计。这句话特别重要。长期热效应重点检查RMS但Peak还需要检查局部电流密度瞬态压降ViaPadNeck连接器器件Pin甚至极端情况下的Fusing / 瞬态温升所以应该这样理解电流波形 │ ┌────────┴────────┐ │ │ ▼ ▼ RMS Peak │ │ ▼ ▼ 长期热效应 瞬态应力 │ │ ▼ ▼ I²R温升 Via/Pad/Neck │ │ └────────┬────────┘ ▼ 最终PCB设计 十一、为什么“1A走1mm”根本不够用因为你连铜厚都没说PCB常见0.5 oz ≈ 17 μm 1 oz ≈ 35 μm 2 oz ≈ 70 μm 3 oz ≈ 105 μm同样1mm宽如果是1oz截面积约A ≈ 1mm × 0.035mm 0.035mm²如果是2ozA ≈ 1mm × 0.070mm 0.070mm²直接翻倍。因此相同长度下R₂oz ≈ 1/2 × R₁oz所以别人问“5A走多宽”至少还得补一句“你是几oz铜允许温升多少”IPC-2152本身也是从电流、导体尺寸和允许温升建立关系而不是规定某个固定的“A/mm”。([electronics.org][2]) 十二、PCB能不能过10A有时候压降比温升更早把你卡死假设12V输入。走线总电阻R 20mΩ负载电流I 10A那么Vdrop I × RVdrop I × R得到Vdrop 10 × 0.02 0.2V也就是说输入端 12.0V ↓ PCB 负载端 11.8V同时PCB铜损Ploss I² × R得到Ploss 10² × 0.02 2W也就是说PCB本身就在烧掉2W。所以大电流PCB至少同时存在两个约束PCB Current │ ┌───────────┴───────────┐ ▼ ▼ Temperature Rise IR Drop │ │ ▼ ▼ 热可靠性 电压完整性 十三、真正最危险的位置经常不是走线而是“脖子”这是实际PCB电流密度仿真的典型效果。你会发现电流并不是均匀铺满整个铜皮。尤其到了ConnectorPad拐角铜皮突然收窄处Via入口会出现明显的Current Crowding——电流拥挤电流密度定义J I / AJ I / A截面积越小J越大。所以大铜皮 ████████████████████████ ████████████████████████ ██████████ █ █ ← Neck █ ██████████ ████████████████████████别看上下都是一大片铜。真正限制整条路径电流能力的可能就是中间这一小截Neck。 十四、为什么连接器附近特别容易出问题假设10A ↓ ████████████████ 大铜皮 ████████████████ │ │ 1mm │ ┌────┐ │PAD │ └────┘ │ Connector前面铺10mm铜都没用。因为10A最终全部必须经过1mm Neck。于是这里电流密度最高压降最大温升最高这就是为什么做DC IR Drop仿真时真正有价值的不是看整板平均颜色。而是找红色Hot Spot。 十五、Via才是大电流设计里面最容易被忽略的瓶颈之一再看一张Via电流仿真图中可以看到不同Via承担的电流并不一定完全一样。这点非常重要。假设TOP ████████████████████ ████████████████████ ● ● │ │ ████████████████████ ████████████████████ BOTTOMTop Layer能过10ABottom Layer也能过10A但中间只有2颗Via。那系统瓶颈可能根本不是Trace。而是Via。 十六、为什么不能死背“一颗Via过0.5A”**因为Via也有很多变量Drill SizeFinished HolePlating ThicknessVia LengthCopper ThicknessSurrounding PlaneTemperature RiseVia Pitch普通PTH Via并不是一根实心铜柱。它更像铜壁 ↓ ↓ ╔═══════╗ ║ ║ ║ Hole ║ ║ ║ ╚═══════╝真正导电的是Via Barrel——孔壁铜。所以“一个Via能过几A”本身也是一个缺条件的问题。正确方式仍然应该根据结构 温升 实际铜连接情况评估而不是固定记一个数字。 十七、10A、20A这种电流怎么处理——别只画一根粗线对于真正的大电流─────────────── 一根Trace通常不如████████████████████████ ████████ POWER PLANE ███ ████████████████████████也就是Polygon / Plane更合适。还可以TOP POWER PLANE ██████████████████████ ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● │ │ │ │ │ │ │ │ │ │ ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ██████████████████████ BOTTOM POWER PLANE通过上下层并联 Via Array降低R降低J降低IR Drop改善Heat Spreading 十八、但Via是不是越多越好也不是Via太密● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ●会把原本完整铜面打得千疮百孔。于是电流不得不→ → ↗ ● ↘ → ● ↗ → ● ↘ → → ● ↘ →绕着Via走。极端情况下反而可能产生新的Current Crowding。所以Via要足够但不是无脑堆。 十九、为什么热Via效果这么明显上面的热仿真图非常直观。没有良好的导热路径时器件附近会形成明显Hot Spot。而Via除了可以导电还可以导热。所以功率器件下面经常看到┌────────────────┐ │ MOS │ └────────────────┘ ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ● ↓↓↓ Inner GND Plane ↓ Bottom Copper目的就是把热从Top → Inner → Bottom快速扩散出去。不过这里要区分Current Via和Thermal Via虽然物理结构可能相似但设计目标并不完全相同。 二十、趋肤效应又和线宽有什么关系到了高频以后电流开始越来越集中在导体表面。这就是Skin Effect——趋肤效应趋肤深度δ √[ρ / (π × f × μ)]CSDN复制δ √[ρ / (π × f × μ)]从公式就能看出来δ ∝ 1 / √f所以频率越高 → 趋肤深度越小。⭐ 铜在不同频率下大概是什么感觉数量级上可以粗略理解20 kHz → 约0.46 mm 100 kHz → 约0.21 mm 1 MHz → 约66 μm 10 MHz → 约21 μm 100 MHz → 约6.6 μm 1 GHz → 约2.1 μm这就很有意思了。普通1oz铜约35μm。在20kHz趋肤深度远大于铜厚。趋肤效应通常不是最主要的问题。但到了100MHz / GHz电流越来越集中在铜表面附近。于是AC Resistance开始明显不同于DC Resistance。 二十一、所以DCDC走线和5G RF走线虽然都是铜思路完全不同例如400kHz Buck。我们主要关注大电流 ↓ Irms ↓ I²R ↓ 温升 ↓ IR Drop ↓ Hot Loop / di/dt但是5G RFGHz ↓ Skin Effect ↓ Copper Roughness ↓ Dielectric Loss ↓ Characteristic Impedance ↓ Return Path ↓ Insertion Loss所以不能因为都是“PCB线宽”就把电源线和高速/RF线用同一种思路设计。 二十二、最后给一个真正能落地的PCB大电流设计流程以后再拿到一个大电流Net我建议按照下面顺序走STEP 1 获取真实电流波形 ↓ STEP 2 判断 DC / Pulsed / AC ↓ STEP 3 计算 Iavg / Irms / Ipeak ↓ STEP 4 确定允许温升 ΔT ↓ STEP 5 确定 Copper Weight ↓ STEP 6 参考 IPC-2152 ↓ STEP 7 确定初始铜截面积 ↓ STEP 8 检查 Trace Resistance ↓ STEP 9 计算 IR Drop ↓ STEP 10 计算 I²R Loss ↓ STEP 11 检查 Peak Current ↓ STEP 12 检查 Pad / Neck / Via ↓ STEP 13 检查 Current Crowding ↓ STEP 14 DC IR Drop / Thermal Simulation ↓ STEP 15 实板热像仪 压降测试IPC-2152本身就强调了导体温升与电流、截面积以及PCB结构之间的关系并且还考虑邻近铜平面、高电流瞬态等影响。因此实际设计最好把标准/计算器当作初始尺寸设计依据而不是把计算结果当作绝对边界。 二十三、最后总结真正的大电流PCB不是在“算线宽”而是在找瓶颈做完一块大电流PCB以后真正应该检查的不是“我的12V线已经5mm宽了。”而应该沿着电流方向一路追Power Connector ↓ Pad ↓ Neck ↓ MOSFET ↓ Inductor ↓ Via ↓ Inner Plane ↓ Via ↓ Load Connector然后问哪里最窄哪里电阻最大哪里电流密度最高哪里温升最高哪里Via最少哪里压降最大因为大电流路径最终能力往往不是由那块最宽的铜决定而是由整条路径中最差的那个瓶颈决定。所以以后别人再问“1A到底走多宽”更准确的回答应该是先告诉我它是1A DC、1A RMS还是1A Peak再告诉我铜厚、走线长度、允许温升和允许压降我们再谈线宽。这才是真正从“经验画PCB”走向“工程设计PCB”。如果想自己核算可以用 Saturn PCB Toolkit 辅助看IPC-2152载流/温升关系但最终量产板尤其是5A、10A、20A以上的大电流路径我还是更建议结合DC IR Drop Current Density Thermal Simulation 实板热像仪一起验证。[1]: https://www.ipc.org/system/files/technical_resource/E7%26S22_03.pdf?utm_sourcechatgpt.com “The Value of IPC-2152”[2]: https://www.ipc.org/TOC/IPC-2152.pdf?utm_sourcechatgpt.com “IPC-2152®Standard for DeterminingCurrent Carryi”[3]: https://saturnpcb.com/saturn-pcb-toolkit/?utm_sourcechatgpt.com “Saturn PCB Toolkit - Saturn PCB”