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简介这套使用理想电流源搭建的ADS仿真工程面向射频功放设计人员与Doherty架构研究者围绕多级高回退Doherty及新型架构DPA的电流源级仿真展开可用于验证多级合路、效率回退与拓扑选择等关键问题。压缩包共96个文件、约1.87MB其中以18个ds原理图、28个xml工程数据、14个txt辅助说明为主并包含cfg与prf配置、布局文件、多个dds工程及仿真日志。工程按B类功放、经典Doherty、非对称Doherty、三路结构再到多级以及Novel多级Doherty架构递进组织便于逐级对照不同设计方案中的电流源分配和回退深度变化。目前已有516人学习或下载既适合初学者跟随完整工程梳理信号链并理解回退机理也适合有经验的设计者快速验证和比较不同Doherty架构。资源内预置了Ideal_Doherty_lib库、annotations标注数据与workspace状态各工程目录和仿真环境组织清晰可直接打开复现各模块波形与数据便于进一步调整参数或扩展为自己的毕业设计、科研验证与产品预研工作。1. Multistage 高回退 Doherty 在 ADS 里跑通先用理想电流源把合成网络算明白Multistage 高回退 Doherty 的 ADS 仿真最容易翻车的不是 FET 模型选得不够新而是你把功放换成理想电流源之后才发现合成网络根本没算对。回退 12 dB 还想维持 50% 以上的效率经典两路 Doherty 做不到三路结构才算摸到边。这篇笔记用 Source-Current 库里的 I_Sine 并联 I_DC 搭理想电流源在 ADS 2023 环境里把三路合成网络完整搭一遍解决“这是什么架构、负载调制怎么验证、参数怎么设、相位怎么查”这四件事。适合正在做基站功放、或者论文里需要先验证 Doherty 原理、再决定要不要上真实器件模型的工程师和学生。先把网络跑对再谈效率这是最省时间的路径。2. 为什么先上理想电流源Doherty 的效率本质是一次电流合成2.1 从两路到多路回退深度不是堆器件是堆电流经典两路 Doherty 只有 6 dB 回退能力。原因是合路点只有一个峰值管参与电流补偿主功放在 6 dB 回退点电压已经顶到饱和功率再往上走效率就会贴着饱和点掉下来。你要 9.5 dB 甚至 12 dB 的高回退就得再加一路峰值管让电流合成分两级发生。Multistage 的意思就是多个峰值功放依次开启每一级开启都让主功放的负载阻抗降低一次让主功放电压始终保持满摆幅。所以 Multistage Doherty 的效率优势不是“多了几个管子并联”而是“输出电流按需叠加”。理想电流源模型恰好把这一层抽象得最干净每个功放支路看成一个受控电流源输出端通过 λ/4 线在合路点做电流合成源与源之间的幅度比例直接决定回退深度。你不需要管跨导、寄生电容、饱和电压这些东西就能先验证负载调制是否存在。这也是为什么我坚持在 ADS 里做 Doherty 首版验证时一定先把 FET 模型拆掉换成理想电流源。真实 FET 模型带一大堆非线性参数仿真不收敛时你根本无法判断是模型问题还是合成网络问题。理想电流源把问题空间砍到只剩合成网络、相位、幅度比跑通了再往上加复杂度。2.2 三路 12 dB 回退的电流比例1:1:2 起步三路 Doherty 指的是一个载波管加两个峰值管。目标回退深度不同三个电流源的幅度比就不同。最常见的对称设计是三路电流 1:1:1对应 9.5 dB 回退要做到 12 dB 回退需要用非对称电流比工程上常用的初始值是载波管 1、峰值管 1 为 1、峰值管 2 为 2也就是 1:1:2。支路电流源幅度比作用区间载波管 I_main1低功率区到第一个回退点峰值管 1 I_p11第一个回退点到中点峰值管 2 I_p22中点之后到饱和为什么是 1:1:2 而不是 1:2:4因为三路 Doherty 的峰值管 2 承担了接近一半的输出功率它的电流幅度必须明显大于前两路。1:1:2 的初始值能让效率峰大致落在 12 dB 回退附近具体位置还要靠扫描微调这个在第 3 章会讲。需要注意电流源幅度比不等于功率分配比。功率正比于电压和电流的乘积合路点电压被负载调制约束在同一个满摆幅上所以电流比直接反映各支路的功率贡献。这一点在观察 HB 仿真结果时容易绕晕记住“在理想电流源模型里电流幅度就是功率贡献的代理量”就行。2.3 在 ADS 里用 I_Sine I_DC 搭最小理想电流源模型ADS 元件库里的 Source-Current 分类下有 I_Sine 和 I_DC。I_Sine 是理想正弦电流源输出阻抗无穷大振幅单位是安培频率由 FREQ 参数指定I_DC 用来提供直流偏置电流。理想 Doherty 仿真里RF 基波电流由 I_Sine 提供直流功耗路径由 I_DC 表示。放置三个 I_Sine 到原理图分别命名 I_main、I_p1、I_p2再并联三个 I_DC 作为偏置源。I_Sine 的 AMPLITUDE 参数可以直接引用 VAR 控件里的变量名这样后面做参数扫描时不用改元件只扫 VAR 块。VAR VAR1 Amp 0.5 I_main 1 I_p1 1 I_p2 2I_Sine SRC1 AMPLITUDE Amp * I_main FREQ 2.14 GHzI_Sine SRC2 AMPLITUDE Amp * I_p1 FREQ 2.14 GHzI_Sine SRC3 AMPLITUDE Amp * I_p2 FREQ 2.14 GHz这里把 FREQ 统一定在 2.14 GHz这是 LTE 基站功放常用的中心频率。Amp 是公共电流幅度变量三个源按比例放大。I_DC 的数值先不设精确值如果只验证负载调制I_DC 可以先放 0 A不影响合成网络的阻抗关系想看效率曲线时再按静态工作点补。参数说明AMPLITUDE 是电流源的峰值幅度不是有效值FREQ 必须与 HB 仿真控件的 Freq[1] 一致VAR 块里的 I_main、I_p1、I_p2 是电流比例系数后文扫描时主要扫 Amp 和这三个比例。ADS 对 I_Sine 的相位默认从 0 度开始三路源同相输出后面合路网络的 λ/4 线会做相位补偿。3. 搭三路合成网络TLIND 参数、测点与 HB 扫描3.1 合成网络拓扑两级 λ/4 的接法三路 Doherty 的合路网络不是把三个源直接并联到 50 欧负载上就完事。那样峰值管一开载波管看到的负载阻抗会被拉得很低低功率区效率直接塌掉。正确做法是用 λ/4 线做阻抗逆变把“并联电流合成”转换成“串联电压合成”让载波管在回退时看到高阻抗、在饱和时看到低阻抗。常见做法是两级合成载波管输出接 TL1λ/4Z050 欧TL1 的另一端接到节点 A峰值管 1 的输出直接接到节点 A。节点 A 再经过 TL3λ/4Z050 欧接到输出节点 B峰值管 2 的输出经过 TL4λ/4接到节点 B50 欧负载接在节点 B 上。这个拓扑里TL1 是载波管的阻抗逆变线负责把载波管的高输出阻抗变换到合路点TL3 是整个合成网络的主逆变线把节点 A 的阻抗变换到负载端TL4 是峰值管 2 的接入线同时补偿相位。三个 λ/4 线都工作在 2.14 GHz。ADS 原理图里直接连线时要注意I_Sine 的电流方向默认流进节点三个源在合路点做电流叠加。用 V_Probe 分别放在节点 A、节点 B 和载波管输出端用来观察电压幅度变化。3.2 TLIND 参数Z0、电长度与参考频率ADS 的 TLines-Ideal 库里有 TLIND 元件这是理想传输线不考虑损耗和色散适合做架构验证。每个 TLIND 只需要设三个参数Z0 特性阻抗、E 电长度、F 参考频率。传输线位置Z0EFTL1载波管输出到节点 A50 欧90 度2.14 GHzTL3节点 A 到节点 B50 欧90 度2.14 GHzTL4峰值管 2 输出到节点 B50 欧90 度2.14 GHzE90 度就是四分之一波长。TLIND 的 F 参数是电长度参考频率E 在 F 处恒为 90 度如果 HB 扫描频率偏离 2.14 GHz实际电长度会偏移相位关系会乱。所以扫频验证时合成网络的相位关系以中心频率为准偏离中心后效率下降是正常现象。峰值管 1 直接接到节点 A不需要额外的 λ/4 线吗这个问题很多人问。峰值管 1 到节点 A 之间的路径长度在最初版本里可以直接用短线连接因为峰值管 1 与载波管是同时受同一个输入激励驱动的相位关系靠输入端功分器的相位设计来保证。在理想电流源仿真里你只需要保证 I_p1 的相位与经过 TL1 后的载波管电流相位一致。如果发现合路点电流互相抵消再给峰值管 1 加一段补偿线。3.3 关键测点合路点阻抗与载波管电压摆幅合成网络搭完后最先看的不是效率而是载波管输出端的电压摆幅。Doherty 成立的核心标志是低功率区载波管电压先到满摆幅然后保持平顶直到饱和。这个现象叫电压饱和钳位。在 ADS 数据显示窗口里把载波管输出端电压幅度对 Amp 作图。Amp 是公共电流幅度变量等价于输入功率驱动强度。你会看到这样的曲线Amp 从 0.05 到 0.25 附近载波管电压线性上升Amp 到 0.25 附近电压到达第一个平顶这就是 12 dB 回退点Amp 继续增大载波管电压保持平顶峰值管 1、峰值管 2 依次开启并承担电流Amp 到饱和载波管电压仍然平顶总输出功率达到最大。这个“平顶段”就是 Doherty 区别于普通 AB 类的本质特征。普通 AB 类功放的载波管电压会一直随输入功率上升不存在平顶。ADS 里看到平顶出现合成网络的第一步验证就通过了。接着看节点 A 和节点 B 的电压比例。节点 B 接 50 欧负载饱和时节点 B 电压幅度应该等于节点 A 电压幅度经 TL3 变换后的值。如果节点 B 电压明显偏低优先检查 TL3 的 Z0 是否设置正确以及峰值管 2 的电流幅度是否过小。3.4 用 HB 扫电流比把效率峰对齐到想要的回退深度合成网络验证通过后做一次 HB 参数扫描把三个电流比例和 Amp 一起扫观察输出功率曲线和载波管电压平顶段的位置。HARMONIC BALANCE HB1 Freq[1] 2.14 GHz Order[1] 5 SweepVar Amp Start 0.02 Stop 2.0 Step 0.02HARMONIC BALANCE HB2 SweepVar I_p2 Start 1.5 Stop 2.5 Step 0.25第一个 HB 控件扫 Amp观察载波管电压和输出功率第二个 HB 控件扫峰值管 2 的电流比例 I_p2看效率峰位置变化。两个仿真控件可以串级执行HB2 继承 HB1 的频率和阶数设置。判断标准载波管电压平顶段的中点对应 Amp 回退点输出功率比饱和功率低 12 dB 的位置应该出现在平顶段起点附近。如果回退深度偏大或偏小调整 I_p2。I_p2 从 1.5 增大到 2.5回退深度会变深效率峰向低功率方向移动反之则向饱和点移动。数据显示窗口里加两个公式Pout_dBm 10 * log10(0.5 * mag(Vout_nodeB)^2 / 50) 30Vpeak_ratio mag(Vout_carrier) / max(mag(Vout_carrier))Pout_dBm 是负载上的输出功率Vpeak_ratio 是载波管电压归一化幅度。两个公式配合看Vpeak_ratio 的平顶区间确认 Doherty 调制正常Pout_dBm 确认回退深度数值。参数说明Order[1]5 表示基波取到 5 次谐波理想电流源模型没有谐波产生机制取 3 次谐波也够用取 5 是为了后面替换真实 FET 模型时不用改动仿真控件。SweepVar 后面跟的变量名必须与 VAR 块里的变量名完全一致否则仿真直接报错。4. 避坑与排查理想电流源 Doherty 仿真里最常踩的 5 个坑4.1 合路点电流互相抵消输出功率不增反降现象Amp 增大到某个值后节点 B 的输出功率出现凹陷甚至比单开载波管时还低。原因三个电流源的相位关系不对。Doherty 对相位极其敏感峰值管 2 经过 TL4 后到达节点 B 的电流相位必须与经过 TL1 和 TL3 到达节点 B 的载波管电流相位同相。只要差 30 度以上效率峰直接消失。解决先做单源检查。把 I_p2 的 AMPLITUDE 设 0单独验证载波管经过 TL1 和 TL3 后的相位再把 I_p2 单独打开看节点 B 的电压相位。两者相位差应该接近 0 度或 180 度取决于电流方向定义。如果相位差不对在 I_p2 支路插入一段可调电长度线而不是盲目改 TL4 的 Z0。4.2 用 AC 仿真看 Doherty 阻抗得到一条错误的直线现象用 S_Param 或 AC 仿真扫频合路点阻抗是一条平滑曲线看不出任何调制痕迹。原因AC 仿真是线性小信号分析Doherty 的负载调制是峰值管开启后的大信号行为小信号里只有一个静态工作点根本模拟不出回退和饱和两个状态的变化。解决所有 Doherty 验证都必须用谐波平衡 HB 仿真。AC 仿真只能用来确认合成网络在中心频率的匹配状况不能用来判断 Doherty 是否工作。把 S_Param 控件删除换成 HB 控件并且把 Amp 设成扫描变量。4.3 载波管电压没有平顶段一直是条上升直线现象Vpeak_ratio 随 Amp 线性上升找不到平顶区间。原因这是最典型的合成网络参数错误。通常有三种可能TL1 的 Z0 不是 50 欧而是设成了别的值峰值管 1 的电流开启点太晚导致回退点之后载波管负载没有被拉低或者峰值管 1 到节点 A 的相位反了电流没有叠加而是抵消。解决先把 Z0 全部改回 50 欧确认 TLIND 的 E90、F2.14 GHz。再检查峰值管 1 的电流幅度是否在回退点附近开始显著增加。如果前两个都正常把峰值管 1 的相位改成 180 度试一次——方向定义问题在 ADS 里经常出现翻转相位后平顶段出现说明只是参考方向选反了。4.4 直接用理想电流源读效率效率曲线形状完全不对现象DE 在饱和点最高回退点没有效率峰。原因理想电流源模型里没有包含功放的电流随输入功率变化机制。真实 FET 在低功率区直流电流小所以回退点效率能维持理想电流源如果 I_DC 恒定直流功耗不变效率自然跟着 Pout 走看不到 Doherty 的效率峰。解决理想电流源阶段不要直接看效率只看电压平顶和输出功率曲线。效率验证放在替换真实 FET 模型之后。如果一定要在理想源阶段估算效率需要给 I_DC 加一个随 Amp 变化的表达式模拟 B 类功放的电流导通特性这个复杂度超出首版验证的范畴不建议在架构验证阶段浪费时间。4.5 扫频时合成网络相位偏移回退深度判断失真现象把 HB 改成扫频后载波管电压平顶段消失或严重变形效率峰位置漂移。原因TLIND 的电长度只在 F 参考频率处精确等于 90 度。扫频范围越宽偏离 F 的频点电长度偏差越大三路电流在合路点的相位叠加误差越大。解决扫频验证前先确认合成网络的所有 TLIND 的 F 参数都设为 2.14 GHz。如果需要宽带验证可以把 TLIND 换成微带线模型用物理长度和介电常数计算实际电长度但那是器件级仿真阶段的事。架构验证阶段扫频只作为辅助观察判断 Doherty 是否成立要以中心频点的 Amp 扫描为准。提示以上 5 个坑里4.1 和 4.3 出现的频率最高。建议每次改动合成网络后先看载波管电压平顶曲线确认平顶存在再继续下一步。5. 收尾技巧用单源开合法定位网络问题再准备切真实器件模型理想电流源 Doherty 仿真全部跑通后我的习惯是再做一轮单源开合验证这比任何参数扫描都更能定位问题。把三个电流源分别单独打开其余两个设成 0 A分别记录节点 B 的输出电压幅度和相位。然后两两组合打开检查合路点电压是否等于两路电压的矢量和。这个验证能一次性暴露出 TLIND 电长度、参考频率和电流方向的所有问题。验证通过后记录一组关键数据作为基线饱和输出功率、12 dB 回退点功率、载波管电压平顶段范围、输出功率 vs Amp 曲线。这些数据后面替换真实 FET 模型时要做对比。切模型时先加封装寄生电感和输出电容再换 Curtice 或 EE_HEMT 模型每次只加一个变量避免同时引入多个不确定因素。三路 Doherty 的高回退设计里峰值管 2 的输出匹配和相位补偿是真实器件模型阶段最花时间的部分。理想电流源阶段留下的 TL4 参数和电流比只是起点真实 FET 的增益压缩特性会让最优电流比偏移所以我在替换模型后会重新扫描 I_p2 比例通常结果会和理想值差 20% 到 30%这是正常现象。这套“先理想源、后真实器件”的顺序是我做 Doherty 功放仿真的固定流程靠它省掉了大量排查相位和网络参数的时间。你按这个顺序做完一遍再回头看那些动不动就换高级 FET 模型却迟迟不收敛的项目会发现大部分问题其实出在合成网络本身。希望帮到你。本文还有配套的精品资源点击获取 Multistage高回退Doherty功放的ADS理想电流源仿真与合成网络设计
简介这套使用理想电流源搭建的ADS仿真工程面向射频功放设计人员与Doherty架构研究者围绕多级高回退Doherty及新型架构DPA的电流源级仿真展开可用于验证多级合路、效率回退与拓扑选择等关键问题。压缩包共96个文件、约1.87MB其中以18个ds原理图、28个xml工程数据、14个txt辅助说明为主并包含cfg与prf配置、布局文件、多个dds工程及仿真日志。工程按B类功放、经典Doherty、非对称Doherty、三路结构再到多级以及Novel多级Doherty架构递进组织便于逐级对照不同设计方案中的电流源分配和回退深度变化。目前已有516人学习或下载既适合初学者跟随完整工程梳理信号链并理解回退机理也适合有经验的设计者快速验证和比较不同Doherty架构。资源内预置了Ideal_Doherty_lib库、annotations标注数据与workspace状态各工程目录和仿真环境组织清晰可直接打开复现各模块波形与数据便于进一步调整参数或扩展为自己的毕业设计、科研验证与产品预研工作。1. Multistage 高回退 Doherty 在 ADS 里跑通先用理想电流源把合成网络算明白Multistage 高回退 Doherty 的 ADS 仿真最容易翻车的不是 FET 模型选得不够新而是你把功放换成理想电流源之后才发现合成网络根本没算对。回退 12 dB 还想维持 50% 以上的效率经典两路 Doherty 做不到三路结构才算摸到边。这篇笔记用 Source-Current 库里的 I_Sine 并联 I_DC 搭理想电流源在 ADS 2023 环境里把三路合成网络完整搭一遍解决“这是什么架构、负载调制怎么验证、参数怎么设、相位怎么查”这四件事。适合正在做基站功放、或者论文里需要先验证 Doherty 原理、再决定要不要上真实器件模型的工程师和学生。先把网络跑对再谈效率这是最省时间的路径。2. 为什么先上理想电流源Doherty 的效率本质是一次电流合成2.1 从两路到多路回退深度不是堆器件是堆电流经典两路 Doherty 只有 6 dB 回退能力。原因是合路点只有一个峰值管参与电流补偿主功放在 6 dB 回退点电压已经顶到饱和功率再往上走效率就会贴着饱和点掉下来。你要 9.5 dB 甚至 12 dB 的高回退就得再加一路峰值管让电流合成分两级发生。Multistage 的意思就是多个峰值功放依次开启每一级开启都让主功放的负载阻抗降低一次让主功放电压始终保持满摆幅。所以 Multistage Doherty 的效率优势不是“多了几个管子并联”而是“输出电流按需叠加”。理想电流源模型恰好把这一层抽象得最干净每个功放支路看成一个受控电流源输出端通过 λ/4 线在合路点做电流合成源与源之间的幅度比例直接决定回退深度。你不需要管跨导、寄生电容、饱和电压这些东西就能先验证负载调制是否存在。这也是为什么我坚持在 ADS 里做 Doherty 首版验证时一定先把 FET 模型拆掉换成理想电流源。真实 FET 模型带一大堆非线性参数仿真不收敛时你根本无法判断是模型问题还是合成网络问题。理想电流源把问题空间砍到只剩合成网络、相位、幅度比跑通了再往上加复杂度。2.2 三路 12 dB 回退的电流比例1:1:2 起步三路 Doherty 指的是一个载波管加两个峰值管。目标回退深度不同三个电流源的幅度比就不同。最常见的对称设计是三路电流 1:1:1对应 9.5 dB 回退要做到 12 dB 回退需要用非对称电流比工程上常用的初始值是载波管 1、峰值管 1 为 1、峰值管 2 为 2也就是 1:1:2。支路电流源幅度比作用区间载波管 I_main1低功率区到第一个回退点峰值管 1 I_p11第一个回退点到中点峰值管 2 I_p22中点之后到饱和为什么是 1:1:2 而不是 1:2:4因为三路 Doherty 的峰值管 2 承担了接近一半的输出功率它的电流幅度必须明显大于前两路。1:1:2 的初始值能让效率峰大致落在 12 dB 回退附近具体位置还要靠扫描微调这个在第 3 章会讲。需要注意电流源幅度比不等于功率分配比。功率正比于电压和电流的乘积合路点电压被负载调制约束在同一个满摆幅上所以电流比直接反映各支路的功率贡献。这一点在观察 HB 仿真结果时容易绕晕记住“在理想电流源模型里电流幅度就是功率贡献的代理量”就行。2.3 在 ADS 里用 I_Sine I_DC 搭最小理想电流源模型ADS 元件库里的 Source-Current 分类下有 I_Sine 和 I_DC。I_Sine 是理想正弦电流源输出阻抗无穷大振幅单位是安培频率由 FREQ 参数指定I_DC 用来提供直流偏置电流。理想 Doherty 仿真里RF 基波电流由 I_Sine 提供直流功耗路径由 I_DC 表示。放置三个 I_Sine 到原理图分别命名 I_main、I_p1、I_p2再并联三个 I_DC 作为偏置源。I_Sine 的 AMPLITUDE 参数可以直接引用 VAR 控件里的变量名这样后面做参数扫描时不用改元件只扫 VAR 块。VAR VAR1 Amp 0.5 I_main 1 I_p1 1 I_p2 2I_Sine SRC1 AMPLITUDE Amp * I_main FREQ 2.14 GHzI_Sine SRC2 AMPLITUDE Amp * I_p1 FREQ 2.14 GHzI_Sine SRC3 AMPLITUDE Amp * I_p2 FREQ 2.14 GHz这里把 FREQ 统一定在 2.14 GHz这是 LTE 基站功放常用的中心频率。Amp 是公共电流幅度变量三个源按比例放大。I_DC 的数值先不设精确值如果只验证负载调制I_DC 可以先放 0 A不影响合成网络的阻抗关系想看效率曲线时再按静态工作点补。参数说明AMPLITUDE 是电流源的峰值幅度不是有效值FREQ 必须与 HB 仿真控件的 Freq[1] 一致VAR 块里的 I_main、I_p1、I_p2 是电流比例系数后文扫描时主要扫 Amp 和这三个比例。ADS 对 I_Sine 的相位默认从 0 度开始三路源同相输出后面合路网络的 λ/4 线会做相位补偿。3. 搭三路合成网络TLIND 参数、测点与 HB 扫描3.1 合成网络拓扑两级 λ/4 的接法三路 Doherty 的合路网络不是把三个源直接并联到 50 欧负载上就完事。那样峰值管一开载波管看到的负载阻抗会被拉得很低低功率区效率直接塌掉。正确做法是用 λ/4 线做阻抗逆变把“并联电流合成”转换成“串联电压合成”让载波管在回退时看到高阻抗、在饱和时看到低阻抗。常见做法是两级合成载波管输出接 TL1λ/4Z050 欧TL1 的另一端接到节点 A峰值管 1 的输出直接接到节点 A。节点 A 再经过 TL3λ/4Z050 欧接到输出节点 B峰值管 2 的输出经过 TL4λ/4接到节点 B50 欧负载接在节点 B 上。这个拓扑里TL1 是载波管的阻抗逆变线负责把载波管的高输出阻抗变换到合路点TL3 是整个合成网络的主逆变线把节点 A 的阻抗变换到负载端TL4 是峰值管 2 的接入线同时补偿相位。三个 λ/4 线都工作在 2.14 GHz。ADS 原理图里直接连线时要注意I_Sine 的电流方向默认流进节点三个源在合路点做电流叠加。用 V_Probe 分别放在节点 A、节点 B 和载波管输出端用来观察电压幅度变化。3.2 TLIND 参数Z0、电长度与参考频率ADS 的 TLines-Ideal 库里有 TLIND 元件这是理想传输线不考虑损耗和色散适合做架构验证。每个 TLIND 只需要设三个参数Z0 特性阻抗、E 电长度、F 参考频率。传输线位置Z0EFTL1载波管输出到节点 A50 欧90 度2.14 GHzTL3节点 A 到节点 B50 欧90 度2.14 GHzTL4峰值管 2 输出到节点 B50 欧90 度2.14 GHzE90 度就是四分之一波长。TLIND 的 F 参数是电长度参考频率E 在 F 处恒为 90 度如果 HB 扫描频率偏离 2.14 GHz实际电长度会偏移相位关系会乱。所以扫频验证时合成网络的相位关系以中心频率为准偏离中心后效率下降是正常现象。峰值管 1 直接接到节点 A不需要额外的 λ/4 线吗这个问题很多人问。峰值管 1 到节点 A 之间的路径长度在最初版本里可以直接用短线连接因为峰值管 1 与载波管是同时受同一个输入激励驱动的相位关系靠输入端功分器的相位设计来保证。在理想电流源仿真里你只需要保证 I_p1 的相位与经过 TL1 后的载波管电流相位一致。如果发现合路点电流互相抵消再给峰值管 1 加一段补偿线。3.3 关键测点合路点阻抗与载波管电压摆幅合成网络搭完后最先看的不是效率而是载波管输出端的电压摆幅。Doherty 成立的核心标志是低功率区载波管电压先到满摆幅然后保持平顶直到饱和。这个现象叫电压饱和钳位。在 ADS 数据显示窗口里把载波管输出端电压幅度对 Amp 作图。Amp 是公共电流幅度变量等价于输入功率驱动强度。你会看到这样的曲线Amp 从 0.05 到 0.25 附近载波管电压线性上升Amp 到 0.25 附近电压到达第一个平顶这就是 12 dB 回退点Amp 继续增大载波管电压保持平顶峰值管 1、峰值管 2 依次开启并承担电流Amp 到饱和载波管电压仍然平顶总输出功率达到最大。这个“平顶段”就是 Doherty 区别于普通 AB 类的本质特征。普通 AB 类功放的载波管电压会一直随输入功率上升不存在平顶。ADS 里看到平顶出现合成网络的第一步验证就通过了。接着看节点 A 和节点 B 的电压比例。节点 B 接 50 欧负载饱和时节点 B 电压幅度应该等于节点 A 电压幅度经 TL3 变换后的值。如果节点 B 电压明显偏低优先检查 TL3 的 Z0 是否设置正确以及峰值管 2 的电流幅度是否过小。3.4 用 HB 扫电流比把效率峰对齐到想要的回退深度合成网络验证通过后做一次 HB 参数扫描把三个电流比例和 Amp 一起扫观察输出功率曲线和载波管电压平顶段的位置。HARMONIC BALANCE HB1 Freq[1] 2.14 GHz Order[1] 5 SweepVar Amp Start 0.02 Stop 2.0 Step 0.02HARMONIC BALANCE HB2 SweepVar I_p2 Start 1.5 Stop 2.5 Step 0.25第一个 HB 控件扫 Amp观察载波管电压和输出功率第二个 HB 控件扫峰值管 2 的电流比例 I_p2看效率峰位置变化。两个仿真控件可以串级执行HB2 继承 HB1 的频率和阶数设置。判断标准载波管电压平顶段的中点对应 Amp 回退点输出功率比饱和功率低 12 dB 的位置应该出现在平顶段起点附近。如果回退深度偏大或偏小调整 I_p2。I_p2 从 1.5 增大到 2.5回退深度会变深效率峰向低功率方向移动反之则向饱和点移动。数据显示窗口里加两个公式Pout_dBm 10 * log10(0.5 * mag(Vout_nodeB)^2 / 50) 30Vpeak_ratio mag(Vout_carrier) / max(mag(Vout_carrier))Pout_dBm 是负载上的输出功率Vpeak_ratio 是载波管电压归一化幅度。两个公式配合看Vpeak_ratio 的平顶区间确认 Doherty 调制正常Pout_dBm 确认回退深度数值。参数说明Order[1]5 表示基波取到 5 次谐波理想电流源模型没有谐波产生机制取 3 次谐波也够用取 5 是为了后面替换真实 FET 模型时不用改动仿真控件。SweepVar 后面跟的变量名必须与 VAR 块里的变量名完全一致否则仿真直接报错。4. 避坑与排查理想电流源 Doherty 仿真里最常踩的 5 个坑4.1 合路点电流互相抵消输出功率不增反降现象Amp 增大到某个值后节点 B 的输出功率出现凹陷甚至比单开载波管时还低。原因三个电流源的相位关系不对。Doherty 对相位极其敏感峰值管 2 经过 TL4 后到达节点 B 的电流相位必须与经过 TL1 和 TL3 到达节点 B 的载波管电流相位同相。只要差 30 度以上效率峰直接消失。解决先做单源检查。把 I_p2 的 AMPLITUDE 设 0单独验证载波管经过 TL1 和 TL3 后的相位再把 I_p2 单独打开看节点 B 的电压相位。两者相位差应该接近 0 度或 180 度取决于电流方向定义。如果相位差不对在 I_p2 支路插入一段可调电长度线而不是盲目改 TL4 的 Z0。4.2 用 AC 仿真看 Doherty 阻抗得到一条错误的直线现象用 S_Param 或 AC 仿真扫频合路点阻抗是一条平滑曲线看不出任何调制痕迹。原因AC 仿真是线性小信号分析Doherty 的负载调制是峰值管开启后的大信号行为小信号里只有一个静态工作点根本模拟不出回退和饱和两个状态的变化。解决所有 Doherty 验证都必须用谐波平衡 HB 仿真。AC 仿真只能用来确认合成网络在中心频率的匹配状况不能用来判断 Doherty 是否工作。把 S_Param 控件删除换成 HB 控件并且把 Amp 设成扫描变量。4.3 载波管电压没有平顶段一直是条上升直线现象Vpeak_ratio 随 Amp 线性上升找不到平顶区间。原因这是最典型的合成网络参数错误。通常有三种可能TL1 的 Z0 不是 50 欧而是设成了别的值峰值管 1 的电流开启点太晚导致回退点之后载波管负载没有被拉低或者峰值管 1 到节点 A 的相位反了电流没有叠加而是抵消。解决先把 Z0 全部改回 50 欧确认 TLIND 的 E90、F2.14 GHz。再检查峰值管 1 的电流幅度是否在回退点附近开始显著增加。如果前两个都正常把峰值管 1 的相位改成 180 度试一次——方向定义问题在 ADS 里经常出现翻转相位后平顶段出现说明只是参考方向选反了。4.4 直接用理想电流源读效率效率曲线形状完全不对现象DE 在饱和点最高回退点没有效率峰。原因理想电流源模型里没有包含功放的电流随输入功率变化机制。真实 FET 在低功率区直流电流小所以回退点效率能维持理想电流源如果 I_DC 恒定直流功耗不变效率自然跟着 Pout 走看不到 Doherty 的效率峰。解决理想电流源阶段不要直接看效率只看电压平顶和输出功率曲线。效率验证放在替换真实 FET 模型之后。如果一定要在理想源阶段估算效率需要给 I_DC 加一个随 Amp 变化的表达式模拟 B 类功放的电流导通特性这个复杂度超出首版验证的范畴不建议在架构验证阶段浪费时间。4.5 扫频时合成网络相位偏移回退深度判断失真现象把 HB 改成扫频后载波管电压平顶段消失或严重变形效率峰位置漂移。原因TLIND 的电长度只在 F 参考频率处精确等于 90 度。扫频范围越宽偏离 F 的频点电长度偏差越大三路电流在合路点的相位叠加误差越大。解决扫频验证前先确认合成网络的所有 TLIND 的 F 参数都设为 2.14 GHz。如果需要宽带验证可以把 TLIND 换成微带线模型用物理长度和介电常数计算实际电长度但那是器件级仿真阶段的事。架构验证阶段扫频只作为辅助观察判断 Doherty 是否成立要以中心频点的 Amp 扫描为准。提示以上 5 个坑里4.1 和 4.3 出现的频率最高。建议每次改动合成网络后先看载波管电压平顶曲线确认平顶存在再继续下一步。5. 收尾技巧用单源开合法定位网络问题再准备切真实器件模型理想电流源 Doherty 仿真全部跑通后我的习惯是再做一轮单源开合验证这比任何参数扫描都更能定位问题。把三个电流源分别单独打开其余两个设成 0 A分别记录节点 B 的输出电压幅度和相位。然后两两组合打开检查合路点电压是否等于两路电压的矢量和。这个验证能一次性暴露出 TLIND 电长度、参考频率和电流方向的所有问题。验证通过后记录一组关键数据作为基线饱和输出功率、12 dB 回退点功率、载波管电压平顶段范围、输出功率 vs Amp 曲线。这些数据后面替换真实 FET 模型时要做对比。切模型时先加封装寄生电感和输出电容再换 Curtice 或 EE_HEMT 模型每次只加一个变量避免同时引入多个不确定因素。三路 Doherty 的高回退设计里峰值管 2 的输出匹配和相位补偿是真实器件模型阶段最花时间的部分。理想电流源阶段留下的 TL4 参数和电流比只是起点真实 FET 的增益压缩特性会让最优电流比偏移所以我在替换模型后会重新扫描 I_p2 比例通常结果会和理想值差 20% 到 30%这是正常现象。这套“先理想源、后真实器件”的顺序是我做 Doherty 功放仿真的固定流程靠它省掉了大量排查相位和网络参数的时间。你按这个顺序做完一遍再回头看那些动不动就换高级 FET 模型却迟迟不收敛的项目会发现大部分问题其实出在合成网络本身。希望帮到你。本文还有配套的精品资源点击获取