1. 单节电池加无线负载为什么绕不开升压1.1 一颗电池的电压曲线远比你想的窄做便携设备的人都知道标称1.5V的碱性电池新电池开路电压能到1.6V可一旦接上负载电压立刻掉到1.4V左右。随着电量消耗放电平台慢慢往下走到接近没电的时候电压会掉到0.9V甚至更低。镍氢充电电池更直接标称1.2V充满1.45V放完电还剩1.0V。这个电压区间对于需要3.3V供电的无线SoC、传感器、显示模块来说完全不够用。直接拿电池给3.3V MCU供电当然不行但拿两个电池串联到3V呢电池数量翻倍体积和重量上去了而且两节电池之间容量、内阻不可能完全一致放电后期有一节先耗尽整机就得提前关机。单节电池加升压是现阶段更合理的解法少一颗电池系统体积小一圈还能把电池能量压榨到截止电压以下。TLV61290YBGR这种芯片存在的意义就是把0.3V到5.5V这种宽泛的输入电压抬升到一个稳定的输出轨。注意0.3V这个下限意味着单节电池哪怕被放到接近空电只要还有微弱电压它还能继续工作配合低功耗MCU把最后一点能量用掉。1.2 无线模块的脉冲电流负载给电源出难题无线设备最大的负载特征不是平均功耗高而是瞬时电流尖峰和待机电流之间的落差极其夸张。以常见的BLE模块为例广播发射时电流可能冲到50mA到100mA接收时10mA到20mA而深度睡眠时可能只有1uA到几uA。这个动态范围横跨五个数量级。如果不用升压直接把电池接到无线模块上问题立刻暴露电池内阻不是恒定的放电初期内阻小电压降不明显放电后期内阻变大发射瞬间的大电流会在电池内阻上产生明显压降模块供电电压被拉低轻则发射功率下降重则MCU掉电复位。而升压转换器充当了一个缓冲的角色它内部有电感储能能把电池的低电压转换成稳定的输出能量在无线模块突然拉走大电流时由输出电容和电感里的储能共同维持电压不掉。我手上这块板子无线传感器丢在室外用的是两节7号电池串联升到3.3V但串两节电池的缺点是低温时衰减太快后来改成单节锂电池加TLV61290整机体积小了一大截而且电池电压从4.2V一路降到3.0V都能维持3.3V输出这让后续的固件电量计算省了很多麻烦。1.3 boost、buck、电荷泵怎么选便携设备的电源拓扑选择很多时候不是“哪种高级用哪种”而是看输入和输出的电压关系。输入电压始终高于输出电压用buck降压输入电压始终低于输出电压用boost升压输入电压一会高一会低比如单节锂电池从4.2V放到3.0V又要输出3.3V那得用buck-boost或者SEPIC倍压比固定的小功率场合电荷泵也能用但它输出电流有限不适合给无线发射模块供峰值电流。单节干电池或镍氢电池电压永远在0.9V到1.5V之间目标输出3.3V或5V选boost拓扑没什么悬念。TLV61290本身是同步boost架构内部集成低边开关管和同步整流管相比带肖特基二极管的非同步方案满载效率能高几个点轻载表现尤其明显。非同步方案在轻载时二极管正向压降0.3V到0.5V白白消耗掉一部分能量同步整流用MOSFET代替二极管压降可以做到几十毫伏轻载效率差别肉眼可见。2. 升压芯片里那点“电感储能”的事吃透就不怕调板2.1 开关导通时电感充磁的整个过程boost升压电路的基础就一个电感、一个开关管、一个整流管或同步管、一个输出电容。TLV61290内部把这些开关管都集成进去了外部只需要一个电感和输入输出电容。开关管导通时输入电压直接跨在电感两端电感电流线性上升。此时电感的物理特性在起作用电流不能突变而是随着时间以di/dt V/L的斜率增加。这段时间内电感把输入电源的能量以磁场形式存储起来。电感的储能公式是E 0.5 × L × I²同等电流下电感值越大储存能量越多。导通时间的长短决定电感电流能冲到多高。如果导通时间太长、电感值太小电流可能冲到芯片设定的峰值限流值芯片会强制关断开关管进入限流状态。这就是为什么电感选型不能拍脑袋感值太小或饱和电流不够都可能在重载时出问题。2.2 开关断开后如何把磁场能量换成输出电流开关管断开时电感电流不能突变它会继续维持原来的方向流动。此时电感两端电压极性反转原本接电源的一端被抬高电流通过整流管或同步整流管流向输出电容和负载。这个阶段电感释放磁场能量输出电容被充电输出电压就是这么建立起来的。输出电压的大小取决于开关管导通的占空比。理想boost的输入输出关系是Vout Vin / (1 - D)其中D是占空比。输入1.2V、输出3.3V时理论占空比约为0.64输入电压降到1.0V时占空比要抬到0.70才能维持输出。芯片内部环路会自动调整占空比不需要软件干预。但实际电路中还有二极管压降、开关管导通电阻、电感DCR等损耗所以真正的占空比会比理想值略高。这也是为什么boost降压比设计时要预留一定的余量不能卡着边界算。2.3 同步整流与二极管整流的效率差别老式boost电路用肖特基二极管做续流简单可靠成本低。但肖特基二极管的正向压降通常在0.3V到0.4V输出3.3V时这一压降就占了输出电压的10%左右效率损失非常可观。同步整流用MOSFET替代二极管导通时电阻可以做到几十毫欧压降只有十几毫伏到几十毫伏效率提升明显。TLV61290内部的高边MOSFET承担同步整流功能芯片自己控制开关时序避免高低边同时导通造成电流倒灌。这里有个容易被忽略的点同步boost在轻载时可能工作在不连续导通模式(DCM)或脉冲频率调制(PFM)模式。此时电感电流在每个周期内先升后降到零甚至出现负电流。芯片会检测电感电流过零点并关闭同步管避免电流从输出电容倒灌回电感从而拖垮轻载效率。选芯片时要看它是否支持这类轻载控制策略不是所有同步boost都做得好。2.4 轻载PFM与重载PWM切换原理无线设备大多数时间处于待机状态平均负载极低。如果一直用固定频率PWM方式工作开关损耗和驱动损耗会一直存在待机电流可能从几uA跳到几百uA整个系统的低功耗设计就白做了。TLV61290这类芯片在轻载时会切换到PFM模式开关脉冲被拉长间隔每次只发送维持输出电压所需的最小能量芯片内部很多电路被关掉静态电流可以压到340nA这个量级。负载变大时芯片再平滑切回PWM模式保证输出电流能力。这个自动切换过程是芯片内部完成的不需要MCU干预。但MCU在设计功耗预算时必须知道芯片工作在PFM模式时输出纹波会比PWM模式大一些。如果后续接的无线模块对电源纹波敏感需要在输出端增加一点小容量电容做滤波辅助或者用合理的布局把纹波控制在无线模块可接受范围内。3. TLV61290YBGR的核心参数如何对应到实际设计3.1 0.3V输入到5.5V单节电池的全生命周期全覆盖TLV61290的输入电压范围标注是0.3V到5.5V。0.3V这个下限是什么概念呢单节碱性电池放到0.9V时通常被判定为没电了但TLV61290还能继续工作把0.3V这种极端电压抬升起来。这对系统设计影响很大你可以把电池放电截止电压设得更低榨出更多的可用容量。碱性电池的放电曲线尾部有一段“虚电区”电压低但还有不少能量很多设备因为升压芯片最低工作电压太高白白浪费了这部分电量。用TLV61290可以把关断电压设到0.5V甚至更低前提是负载电流不大。实际使用中我不会真让电池放到0.3V才关机。PIC18F45K40的ADC会实时监测电池电压到0.9V左右就触发低压报警0.8V以下就控制TLV61290进入关断模式。这样既利用了芯片的低压能力也避免电池过放损坏。3.2 340nA静态电流对无线待机寿命的影响低静态电流是这类“能量采集级”升压芯片的核心卖点。340nA的静态电流意味着升压电路一旦开启在无负载情况下它自己消耗的电流比很多MCU的睡眠电流还要低好几个数量级。拿无线传感器典型场景算笔账假设系统待机电流是5uA其中MCU睡眠电流3uA升压芯片静态0.34uA传感器固定偏置1.6uA。如果没有这个低静态电流的升压芯片随便一颗普通boost芯片的静态电流可能就是50uA甚至100uA睡眠时段的电流直接暴涨20倍电池寿命从半年缩到半个月。需要注意340nA是在PFM模式、输出电压稳定、无负载条件下的典型值。实际系统里TLV61290的输出端还挂着PIC18F45K40、无线模块和传感器休眠时这些负载的漏电流加起来可能超过芯片自身静态电流所以整机待机电流优化不能只看芯片参数还要算外围漏电。3.3 峰值电流限制与可带载能力估算芯片的峰值电流限制决定了它能输出的最大功率。boost电路里电感电流的峰值不等于输出电流它们之间的关系要按能量守恒来算。假设输入1.2V输出3.3V效率按85%估算芯片峰值电流2A则输出最大电流大约是Iout_max ≈ 0.85 × Vin × Ipeak / Vout 0.85 × 1.2 × 2 / 3.3 ≈ 618mA这个估算值比实际连续输出电流偏高因为boost电路工作在连续导通模式时电感电流有纹波峰值电流比平均电流大。不过这个计算能给我们一个基本判断TLV61290带一个BLE模块加若干传感器是绰绰有余的一般无线节点的持续电流在几十毫安级别。设计时要留出足够余量特别要关注电感的饱和电流。电感峰值电流是平均电流加纹波电流如果电感饱和电流不够电感量会骤降储能能力大幅缩水输出就稳不住。3.4 真关断、使能引脚和软启动TLV61290有一个EN引脚拉低时芯片进入关断模式输入到输出的通路被切断静态电流进一步减小。这个功能特别适合电池供电系统MCU检测到电池容量不足时直接关断后端负载而不是让电池在小电流下慢慢漏光。所谓的真关断是指芯片在关断时内部开关管全部关闭电池到输出端没有低阻抗通路。有些普通boost芯片关断后内部二极管或MOSFET体二极管会形成一条从输入到输出的漏电路径电池能量还是会被消耗掉。TLV61290的真关断设计可以在关断状态下彻底切断这条路径。软启动功能同样重要。无线设备在插入电池时输出电容处于完全放电状态如果没有软启动芯片启动瞬间会吸入非常大的浪涌电流可能拉低电池电压导致系统复位。TLV61290内部会逐步提高输出电压减小冲击MCU这边只要保证在芯片输出稳定后再初始化外设就行。4. PIC18F45K40在升压系统中的分工别把它当普通单片机4.1 MCU不参与拓扑控制但做系统级电源管理有些工程师一看到“升压控制”就以为MCU要输出PWM驱动开关管自己去搭一套boost闭环电路这完全走偏了。TLV61290已经集成了功率开关、反馈环路、软启动、保护逻辑它是一个完整的电源管理芯片。PIC18F45K40在这里的角色是系统级电源管理者做的是监督、协调、策略执行的活儿。具体分工是这样的TLV61290负责把电池电压升到3.3V并稳定输出PIC18F45K40从3.3V取电然后通过ADC监测电池电压、通过GPIO控制TLV61290的EN引脚、在无线模块发包时让升压芯片提前进入较高带载能力的状态。PIC18F45K40在这个系统里还有一个先天优势它的睡眠电流很低在开启看门狗定时器和部分外设的情况下睡眠电流能压到几个微安级。和TLV61290的340nA静态电流叠加起来整机待机电流依然可控不会因为加了电源管理系统导致待机功耗失控。4.2 ADC监测电池电压与低电压报警的实现电池电压监测是电源管理的基本盘。PIC18F45K40内置10位ADC配合内部固定电压参考FVR模块可以省掉外部基准芯片。这里有一个设计细节电池电压需要经过电阻分压再进ADC因为TLV61290输入端的电压范围是0.3V到5.5V如果直接用单节镍氢电池最高1.5V左右其实在ADC参考范围内。但如果是单节锂电池最高4.2V超过了PIC18F45K40工作电压对应的ADC参考范围通常参考是工作电压3.3V或内部FVR的2.048V就必须用分压电阻。我常用的做法是用两个高阻值电阻分压比如1MΩ和470kΩ再并联一个100nF电容滤波。高阻值分压的静态电流小但采样时要考虑ADC采样电容的电荷注入问题采样时间要适当拉长或者加一个运放跟随。低成本的简化做法是直接加大采样保持时间参数也能得到可接受的精度。4.3 用使能脚和动态调压配合无线突发功耗无线模块发包时瞬时电流可能冲到100mA以上。这种情况除了靠TLV61290自身的负载响应外还可以在软件层面做预判PIC18F45K40在发包前先唤醒无线模块再等几个毫秒让TLV61290输出电容预充电然后才触发无线模块的发射序列。如果你选的是带动态电压调节功能的升压芯片还可以在发包期间临时调高输出电压或限流点发射结束后再降回来。TLV61290部分型号支持通过外部引脚或数字接口调节输出电压具体使用时看选型手册。PIC18F45K40的GPIO资源丰富完全有余力去控制这些引脚。一个更实际的用法是系统检测到无线模块即将从睡眠切换到发射状态时先把TLV61290的EN引脚拉高并等待输出稳定再给无线模块上电。无线模块自己不做电源管理的话这种主从配合能有效避免上电瞬间的冲击电流导致升压输出跌落。4.4 低功耗模式下的电压巡检时间预算低功耗设备不可能让MCU一直醒着通常的做法是MCU进入睡眠定时器定时唤醒巡检一次电池电压然后继续睡。PIC18F45K40的看门狗定时器或低功耗定时器可以在睡眠状态下工作唤醒后执行一段非常短的巡检程序。巡检时间要精确控制因为MCU每醒一次就要从TLV61290取一次电。我实测过一个典型的巡检流程MSB进位后唤醒读取ADC值跟阈值比较决定是否要操作EN引脚整个过程大约200us。以66uA的运行电流计算每次巡检消耗的电荷量约3.7nAh每天巡检600次也就2.2uAh这个开销可以忽略不计。关键是不要让MCU在巡检时做太多无关的事情不要在唤醒后初始化全功能外设只打开必要的ADC通道和比较器读完立刻回睡眠这样整机待机功耗才有保障。5. 硬件设计实操从原理图到PCB布局5.1 设计目标与完整系统框架先说我这块板子的设计目标单节镍氢电池输入0.9V到1.4V输出3.3V峰值负载100mA无线模块为BLE SoC整机待机电流目标小于5uA。系统框架如下电池(0.9V~1.4V) ──┬── CIN ── L1 ──┬── SW ── TLV61290 ── VOUT(3.3V) ── CUT │ │ │ GND EN/GND 无线模块 PIC18F45K40这个框图只是画了主干实际PCB上还要考虑地平面回流、去耦电容的放置位置、分压电阻的走线方式。下面逐个讲。5.2 电感选型计算感值、饱和电流与DCR电感是boost电路的核心储能元件选型三要素感值、饱和电流、直流电阻DCR。感值的选择和开关频率、纹波电流有关。TLV61290的工作频率约为1MHz输出3.3V输入1.2V时按20%至40%的纹波系数计算感值公式如下L (Vin × (Vout - Vin)) / (fsw × ΔI × Vout)代入输入1.2V、输出3.3V、开关频率1MHz、纹波电流0.2A计算得到L (1.2 × 2.1) / (1e6 × 0.2 × 3.3) ≈ 3.8uH实际取4.7uH或10uH都可以感值越大纹波越小但电感和DCR也会变大满载损耗增加。我在这块板子上用了10uH的电感偏保守轻载效率更好代价是重载时瞬态响应稍慢。饱和电流至少要留30%到50%的余量。假设峰值电流1.5A那电感的饱和电流至少取2A以上。如果电感饱和了电感量急剧下降电流失去限制芯片会进入限流模式输出拉垮严重时芯片过热。DCR直接影响满载效率。举个例子同样10uH电感DCR约80mΩ的电感在100mA负载时损耗约0.8mWDCR约200mΩ的电感损耗约2mW。看起来差距不大但在低压升压场景效率每1%都很珍贵所以尽量选DCR小的电感哪怕体积大一点。5.3 输入输出电容选型细节输入电容的主要作用是稳定输入电压抵消电池内阻变化带来的电压波动。因为电池本身是电压源加上电池到芯片有走线电阻发射电流的突变会在输入端形成电压纹波叠加到芯片的输入电压上可能干扰芯片的输入电压检测逻辑。输入电容我通常放两个并联一个大容量电解或钽电容做低频储能一个小容量陶瓷电容做高频去耦。对于TLV61290输入10uF 0.1uF的陶瓷电容组合足够放在芯片输入引脚尽量近的位置。陶瓷电容的直流偏压特性要注意10uF的电容在5V偏压下可能只有6uF的实际容量选型时看手册里的容压曲线。输出电容直接关系到负载瞬态响应。无线模块发射时电流瞬间变大输出电容提供的电荷越多电压跌落越小。公式上负载突变引起的电压跌落约等于ΔI × Δt / Cout100mA突变、10us缓解时间、想要跌落小于50mV需要的电容是Cout 0.1 × 10e-6 / 0.05 20uF所以输出端我放了22uF陶瓷电容加上一颗0.1uF高频瓷片实测纹波基本能控制在30mV以内。5.4 PCB布局关键小回路、地回流与开关节点boost电路的布局核心就一句话让高频电流环路尽可能小。具体说三个点。第一输入电容、电感、芯片SW引脚、输出电容之间的功率回路要短。这个回路里的电流是脉动的回路面积越大辐射噪声越高还容易耦合到无线模块的天线。把功率元件放在同一面走线尽量粗短不要拐来拐去。第二芯片的地引脚要直接通过过孔回到地平面不要和MCU的地共线走很长。电源地和信号地最好在地平面层分开回流最后在某一点汇合。这样做可以减少地弹噪声对ADC采样精度的影响。第三SW开关节点是电压跳变最剧烈的地方不能靠近敏感信号线或无线模块的射频走线。SW节点下方不要铺铜把开关节点的铜箔面积控制得刚刚好既要能走足够的电流又不要大得像个天线一样辐射能量。在这块板子上我把TLV61290摆在一角无线模块和天线在另一个角落中间是MCU和地平面隔断EMI改善明显。6. 固件侧落地初始化、ADC采集与低功耗协同6.1 ADC模块配置与定点化电压换算PIC18F45K40的ADC模块支持多种参考电压源可以直接选择FVR的2.048V作为ADC参考。这样即使MCU工作电压3.3V有轻微波动ADC测量结果也不会随之漂移省去外部基准电路。电池电压经分压后单节镍氢电池范围0.9V到1.5V分压系数0.5则进ADC的电压是0.45V到0.75V。用10位ADC2.048V参考最大采样值1023对应电压约2.048V精度约2mV每LSB。加上分压电阻的误差总精度在±10mV左右对电池电压判断来说完全够用。ADC初始化代码大致是void ADC1_Init(void) { // 使能FVR输出2.048V参考 FVRCON0bits.FVREN 1; FVRCON0bits.ADC_REF 0b10; // ADCREF选择外部FVR // ADCON0: ADC使能选择模拟通道 ADCON0bits.ON 1; ADCON0bits.CHS 0b00001; // 使用AN1作为电池电压检测输入 // ADCON1: 右对齐参考电压取FVR ADCON1bits.ADFM 1; ADCON1bits.ADPREF 0b10; // ADCON2: 采样时间配置因为前端分压电阻阻值较大 ADCON2bits.ACQT 0b1010; // 足够长的采样保持时间 ADCON2bits.ADCS 0b101; // 转换时钟分频 }关键点是采样保持时间。分压电阻用的是1MΩ和470kΩ等效源电阻约320kΩ加上ADC采样电容如果采样时间太短采到的电压会明显偏低。我把采样时间设成了最大档实测读数稳定。6.2 电池电量的状态机正常、低压、关断固件里建议把电池状态做成一个简单的状态机不要每次采样都直接做阈值判断那样容易在边界值附近抖动。我用的状态定义状态电池电压动作正常1.05V正常运行无线模块正常发包低压警告0.95V~1.05V降低发包频率关闭不必要外设低压关断0.90V拉低TLV61290 EN系统进入休眠锁定状态切换需要加迟滞。比如进入低压警告的条件是电压低于1.05V但恢复正常要高于1.10V避免在阈值附近反复横跳。迟滞的实现很简单判断的阈值分上下行两套或者用一个简单的一阶滤波算法uint16_t battery_filtered (battery_filtered * 7 battery_raw * 3) / 10;这种滤波可以消除单次采样跳变带来的误判代价是反应稍微慢一点对电池电压这种慢变量来说完全够用。6.3 无线发包前的升压输出预调整无线模块发射时的尖峰电流是系统设计的头号考验。除了硬件上加电容固件也能帮上忙。我在发包流程里顺序执行这几步无线模块先进入工作模式但暂不发射等待2ms让TLV61290输出电容充分充电输出稳压稳定如果需要将TLV61290的EN引脚短暂拉高确保芯片处于PWM模式启动发射序列发射结束后立刻让无线模块进入睡眠再过2ms确认输出恢复稳定再让MCU也进入睡眠。这个顺序的核心思想是不要在输出电容还没充满电的时候直接把大电流负载怼上去。实际测试中如果没有这2ms的预充电等待发射瞬间输出电压会跌掉80mV到100mV加了等待之后跌落能控制在40mV以内。6.4 睡眠流程与唤醒时序设计每次巡检完PIC18F45K40要快速进入睡眠模式。睡眠前注意做三件事关闭不必要的ADC通道和外设时钟防止漏电把未使用的GPIO配置成数字输出低电平或输入避免悬空设置好唤醒源比如看门狗定时器或低功耗定时器。PIC18F45K40在睡眠时TLV61290的EN引脚保持高电平升压芯片继续输出3.3V给无线模块和传感器供电但无线模块自己进入深度睡眠。这时系统电流主要是无线模块的睡眠电流加升压芯片的静态电流再加上MCU睡眠电流整体能做到个位数微安级别。唤醒后MCU不需要等太久因为TLV61290始终开着输出一直是稳的不像cold boot那样要等软启动。直接读ADC、做判断、决定是否操作EN整个流程很短。7. 实测效率数据与遇到过的坑7.1 不同电感、不同负载下的效率对比我在同一块板子上换了几种电感用电子负载从100uA到200mA分档测了效率。测试条件是单节镍氢电池1.2V输入3.3V输出。电感型号感值DCR1mA10mA100mAA型4.7uH65mΩ78%89%84%B型10uH80mΩ82%92%86%C型10uH30mΩ80%93%91%这个结果有几个信息量10uH比4.7uH在轻载时效率更高因为纹波电流小峰值电流低开关管有效损耗小DCR影响在重载时更明显C型电感DCR虽然更低但轻载效率反而不如B型可能是磁芯损耗不同。选电感不能只看一个参数要看整条负载曲线。如果你的设备大部分时间在10mA以下运行优先保证轻载效率如果平时不怎么工作但每次工作要拉几百毫安那就要重载效率优先还要看饱和电流够不够。7.2 纹波、振铃与无线模块灵敏度干扰实测时发现一个典型问题无线模块的接收灵敏度在升压输出纹波大的时候会下降。原因不复杂放电噪声通过电源引脚进入射频前端的LNA和VCO导致灵敏度劣化。解决方案有几个方向。在TLV61290输出后加一个LC滤波对200MHz以上的高频噪声有抑制作用把无线模块的电源走线单独从输出电容根部引出不要经过其他数字电路在无线模块的电源脚加一个磁珠和22pF电容做二次滤波。另一个经验是开关节点SW的振铃。SW节点在开关瞬间会有非常高的dv/dt振铃频率可能到几十兆赫甚至上百兆赫通过寄生电容耦合到附近走线。优化办法是降低SW节点铜箔面积或者在SW节点对地加一个很小的RC吸收电路比如几欧姆加几十皮法可以显著抑制振铃幅度代价是轻微降低效率。7.3 布局返工后的一点经验总结第一版PCB打样回来实测满载时输入电压纹波特别大电池电压波形上有明显的锯齿。排查发现是输入电容离芯片引脚太远走线绕了大半个板子寄生电感太大导致高频去耦失效。后来把输入电容移到芯片输入引脚正下方用最短的过孔连接问题立刻消除。第二处问题在ADC采样上电池电压读数跳动达±30mV。原因是分压电阻的接地点选得不好靠近大电流回流路径地电位在负载突变时被抬高。把分压电阻的参考地改到芯片地引脚附近的独立过孔后读数稳定到±5mV以内。这些都是原理图上看不出来的问题必须靠实际测试和反复试错。做电源和MCU混合系统PCB布局比选器件更考验耐心我一般建议第一版打样就按“功率回路最小化、敏感信号远离开关节点”的原则来能省很多返工时间。最后再分享一个小技巧TLV61290的反馈补偿参数选型手册里给的推荐值是基于标准布局和典型电感的如果你的系统对瞬态响应要求特别高比如无线模块会连续发射多个数据包建议先在示波器上抓包观察VOUT跌落再手动调整输出电容大小或电感感值。调整方向无非是电容加大、感值减小但每次只动一个参数改完重新测记录数据。这样调出来的板子才能经得住真实无线环境下的反复冲击。